tl494 칩의 고전압 전압 변환기 구성표. TL494 연결 다이어그램, 작동 원리, 회로 예, 인쇄 회로 기판 도면. 미세 회로 핀의 위치와 목적

작동 원리 TL494
자동차 전압 변환기의 예

TL494는 사실 이미 스위칭 전원 공급 장치를 위한 전설적인 초소형 회로입니다. 물론 일부는 이미 더 새롭고 더 발전된 PWM 컨트롤러가 있으며 이 쓰레기를 가지고 장난을 치는 이유가 무엇인지에 대해 반대할 수 있습니다. 개인적으로 나는 이것에 대해 한 가지만 말할 수 있습니다. Leo Tolstoy는 일반적으로 손으로 그리고 그가 쓴대로 썼습니다! 그러나 당신의 컴퓨터에 존재하는 이천십삼 번째 단어는 누군가가 적어도 정상적인 이야기를 쓰도록 자극하지도 않았습니다. 글쎄요, 더 자세히 보는 데 관심이있는 사람, 그렇지 않은 사람-모두 최고입니다!
바로 예약하고 싶습니다. Texas Instruments에서 제조한 TL494에 대해 이야기하겠습니다. 사실 이 컨트롤러는 많은 양다른 공장에서 생산되는 아날로그이며 블록 다이어그램이 매우 유사하지만 여전히 정확히 동일한 미세 회로는 아닙니다. 다른 미세 회로의 오류 증폭기도 동일한 패시브 배관에서 다른 이득 계수를 갖습니다. 따라서 교체 후에는 항상 수리 중인 전원 공급 장치의 매개변수를 다시 확인하십시오. 개인적으로 이 갈퀴를 밟았습니다.
글쎄, 그것은 속담이었고 여기에서 동화가 시작됩니다. 다음은 Texas Instruments의 TL494 블록 다이어그램입니다. 자세히 보면 충전재가 많지는 않지만 이 컨트롤러가 적은 비용으로 엄청난 인기를 얻을 수 있었던 것은 이러한 기능 장치의 조합이었습니다.

미세 회로는 기존 DIP 패키지와 표면 실장을 위한 평면 패키지 모두에서 생산됩니다. 핀아웃은 두 경우 모두 동일합니다. 개인적으로 실명 때문에 일반 저항, DIP 패키지 등 구식 방식으로 작업하는 것을 선호합니다.

우리는 일곱 번째 및 열두 번째 출력, 일곱 번째 MINUS, 음 또는 COMMON, 열두 번째 PLUS에 전압을 공급합니다. 공급 전압 범위는 5V에서 40V로 상당히 큽니다. 명확성을 위해 마이크로 회로는 작동 모드를 설정하는 수동 요소와 연결됩니다. 글쎄, 마이크로 회로가 시작됨에 따라 명확해질 의도는 무엇입니까? 예, 예, 정확히 시작입니다. 전원이 공급되면 마이크로 회로가 즉시 작동을 시작하지 않기 때문입니다. 글쎄, 먼저 먼저.
따라서 전원이 연결되면 TL494의 12번째 출력에 전압이 즉시 나타나지 않습니다. 물론 전원 필터의 커패시터와 실제 전원의 전원을 충전하는 데 시간이 걸립니다. , 무한하지 않습니다. 예, 이 프로세스는 다소 일시적이지만 여전히 존재합니다. 일정 기간 동안 공급 전압이 0에서 공칭 값으로 증가합니다. 공칭 공급 전압이 15볼트이고 이를 컨트롤러 보드에 적용했다고 가정해 보겠습니다.
DA6 스태빌라이저의 출력 전압은 주 전원 공급 장치가 안정화 전압에 도달할 때까지 전체 미세 회로의 공급 전압과 거의 같습니다. 3.5V 미만인 동안 DA7 비교기의 출력은 논리 1 레벨이 됩니다. 이 비교기가 내부 기준 공급 전압의 값을 모니터링하기 때문입니다. 이 논리 단위는 논리 요소 OR DD1에 공급됩니다. 논리 요소 OR의 작동 원리는 입력 중 하나 이상이 논리 단위를 갖는 경우 출력이 하나라는 것입니다. 단위가 첫 번째 입력에 있거나 두 번째에 있거나 세 번째에 있거나 네 번째에 있는 경우 DD1의 출력은 1이 되고 다른 입력에서 발생하는 일은 중요하지 않습니다. 따라서 공급 전압이 3.5V 미만이면 DA7은 클록 신호의 통과를 더 이상 차단하고 마이크로 회로의 출력에서 아무 일도 일어나지 않습니다. 제어 펄스가 없습니다.

그러나 공급 전압이 3.5V를 초과하자마자 반전 입력의 전압이 비반전 입력보다 커지고 비교기는 출력 전압을 논리 0으로 변경하여 첫 번째 차단 단계를 제거합니다.
두 번째 차단 단계는 내부 DA6 스태빌라이저가 입력보다 큰 전압을 생성할 수 없기 때문에 공급 전압, 즉 5V 값을 모니터링하는 DA5 비교기에 의해 제어됩니다. 공급 전압이 5V를 초과하자마자 비 반전 입력에서 제너 다이오드 VDvn5의 안정화 전압에 의해 제한되기 때문에 반전 입력 DA5에서 더 커집니다. 비교기 DA5의 출력 전압은 논리 0이되고 입력 DD1에 도달하면 두 번째 차단 단계가 제거됩니다.
5V의 내부 기준 전압도 마이크로 회로 내부에서 사용되며 핀 14를 통해 외부로 출력됩니다. 내부 사용은 내부 비교기 DA3 및 DA4의 안정적인 작동을 보장합니다. 이러한 비교기는 생성된 톱니파 전압의 크기에 따라 제어 펄스를 형성하기 때문입니다. 발전기 G1에 의해.
순서가 더 좋습니다. 마이크로 회로에는 타이밍 커패시터 C3 및 저항 R13에 따라 주파수가 달라지는 톱 생성기가 있습니다. 또한 R13은 톱 형성에 직접적인 역할을 하지 않지만 커패시터 C3를 충전하는 전류 생성기의 조절 요소 역할을 합니다. 따라서 R13의 값을 줄이면 충전 전류가 증가하고 커패시터가 더 빨리 충전되므로 클록 주파수가 증가하고 형성된 톱의 진폭이 보존됩니다.

다음으로 톱은 DA3 비교기의 반전 입력으로 들어갑니다. 0.12V의 기준 전압이 있는 비반전 입력에서. 이는 전체 펄스 지속 시간의 5%에 해당합니다. 즉, 주파수에 관계없이 전체 제어 펄스 지속 시간의 정확히 5 % 동안 비교기 DA3의 출력에 논리 장치가 나타나서 DD1 요소를 차단하고 출력단의 스위칭 트랜지스터 사이에 일시 중지 시간을 제공합니다. 미세 회로의. 이것은 그다지 편리하지 않습니다. 작동 중에 주파수가 변경되면 일시 중지 시간이 최소화되기 때문에 최대 주파수에 대해 일시 중지 시간을 고려해야합니다. 그러나이 문제는 0.12V의 기준 전압 값이 증가하면 그에 따라 일시 중지 시간이 증가하므로 매우 쉽게 해결됩니다. 이는 저항에 걸쳐 전압 분배기를 조립하거나 접합부에서 전압 강하가 낮은 다이오드를 사용하여 수행할 수 있습니다.

발전기의 톱도 DA4 비교기에 들어가며 DA1 및 DA2의 오류 증폭기에서 생성된 전압과 그 값을 비교합니다. 오류 증폭기의 전압이 톱니파 전압의 진폭보다 낮 으면 제어 펄스는 변경되지 않고 셰이퍼로 전달되지만 오류 증폭기의 출력에 전압이 있고 최소값보다 크고 최대 톱니 전압, 그런 다음 톱니 전압이 증폭기 오류 비교기 DA4에서 전압 레벨에 도달하면 논리 단위 레벨을 생성하고 DD1로가는 제어 펄스를 끕니다.

DD1 다음에는 전면에서 작동하는 D-플립플롭 DD3의 전면을 형성하는 인버터 DD2가 있습니다. 트리거는 차례로 클럭 신호를 두 개로 나누어 AND 요소의 동작을 번갈아 가며 활성화하는데 AND 요소 동작의 본질은 논리 단위가 있어야만 요소의 출력에 논리 단위가 나타난다는 것이다. 하나의 입력에서 AND 나머지 입력도 논리 단위를 나타냅니다. 이러한 AND 논리 요소의 두 번째 출력은 상호 연결되어 마이크로 회로의 작동을 외부에서 활성화하는 데 사용할 수 있는 13번째 출력으로 연결됩니다.
DD4, DD5 다음에는 한 쌍의 OR-NOT 요소가 있습니다. 이것은 친숙한 OR 요소이며 출력 전압만 반전됩니다. 사실이 아니다. 즉, 요소의 입력 중 적어도 하나에 논리 단위가 있는 경우 출력은 하나가 아닙니다. 영. 그리고 논리 단위가 요소의 출력에 나타나려면 두 입력 모두에 논리 0이 있어야 합니다.
요소 DD6 및 DD7의 두 번째 입력은 논리 장치가 DD1의 출력에 있는 동안 요소를 차단하는 DD1의 출력에 직접 연결 및 연결됩니다.
출력 DD6 및 DD7에서 제어 펄스는 PWM 컨트롤러 출력단의 트랜지스터베이스로 들어갑니다. 또한 마이크로 회로 자체는베이스 만 사용하는 반면 수집기와 이미 터는 마이크로 회로에서 제거되어 사용자가 재량에 따라 사용할 수 있습니다. 예를 들어 이미 터를 공통 와이어에 연결하고 정합 변압기의 권선을 컬렉터에 연결하면 미세 회로로 전력 트랜지스터를 직접 제어 할 수 있습니다.
출력단 트랜지스터의 컬렉터가 공급 전압에 연결되고 이미 터에 저항이로드되면 파워 트랜지스터의 게이트를 직접 제어하기위한 제어 펄스를 얻습니다. 물론 그다지 강력하지 않은 컬렉터 전류는 출력 스테이지 트랜지스터는 250mA를 초과해서는 안 됩니다.
또한 TL494를 사용하여 트랜지스터의 수집기와 이미 터를 함께 연결하여 단일 종단 변환기를 제어할 수 있습니다. 이 회로를 사용하여 스위칭 스태빌라이저를 구축할 수도 있습니다. 고정된 일시 중지 시간은 인덕턴스가 자화되는 것을 허용하지 않지만 다중 채널 스태빌라이저로도 사용할 수 있습니다.
이제 스위칭 회로와 PWM 컨트롤러 TL494의 바인딩에 대한 몇 마디. 더 명확하게 하기 위해 인터넷에서 몇 가지 체계를 가져와 알아내도록 합시다.

자동차 전압 변환기의 체계
TL494 사용

먼저 자동차 컨버터를 분석합니다. 다이어그램은 있는 그대로 찍은 것이므로 설명과 함께 다르게 수행했을 뉘앙스를 강조할 수 있습니다.
그래서 계획 번호 1. 출력 전압이 안정화되고 안정화가 간접적으로 수행되는 자동차 전압 변환기 - 제어되는 변환기의 출력 전압이 아니라 추가 권선의 전압입니다. 물론 변압기의 출력 전압은 서로 관련되어 있으므로 권선 중 하나의 부하가 증가하면 권선뿐만 아니라 동일한 코어에 감긴 모든 권선에서도 전압 강하가 발생합니다. 추가 권선의 전압은 다이오드 브리지에 의해 정류되고 저항 R20의 감쇠기를 통과하며 커패시터 C5에 의해 평활화되고 저항 R21을 통해 미세 회로의 첫 번째 다리에 도달합니다. 우리는 블록 다이어그램을 상기하고 우리가 가진 첫 번째 출력이 오류 증폭기의 비반전 입력임을 확인합니다. 두 번째 출력은 저항 R2를 통해 오류 증폭기(핀 3)의 출력에서 네거티브 피드백이 도입되는 반전 입력입니다. 일반적으로 10 ... 47 나노 패럿의 커패시터가이 저항과 병렬로 배치됩니다. 이는 오류 증폭기의 반응 속도를 다소 늦추지 만 동시에 작동 안정성을 크게 높이고 오버 슈트 효과를 완전히 제거합니다. .

오버슈트 - 부하 변화 및 진동 프로세스의 가능성에 대한 컨트롤러의 반응이 너무 강합니다. 이 회로의 모든 프로세스를 완전히 이해하면 이 효과로 돌아갈 것이므로 5볼트에서 내부 스태빌라이저의 출력인 핀 14에서 바이어스된 핀 2로 돌아갑니다. 이것은 오류 증폭기의 보다 정확한 작동을 위해 수행되었습니다. 증폭기는 단극 공급 전압을 가지며 값이 0에 가까운 전압으로 작동하기가 매우 어렵습니다. 따라서 이러한 경우에는 추가 스트레스앰프를 작동 모드로 구동합니다.
무엇보다도 5V의 안정화 된 전압이 "소프트"스타트를 형성하는 데 사용됩니다. 커패시터 C1을 통해 마이크로 회로의 4 번째 출력에 공급됩니다. 제어 펄스 사이의 일시 중지 시간은 이 핀의 전압에 따라 달라집니다. 이것으로부터 커패시터 C1이 방전되는 동안 정지 시간이 너무 길어 제어 펄스 자체의 지속 시간을 초과한다는 결론을 내리는 것은 어렵지 않습니다. 그러나 커패시터가 충전되면 네 번째 출력의 전압이 감소하기 시작하여 일시 중지 시간이 줄어듭니다. 제어 펄스의 지속 시간은 5% 값에 도달할 때까지 증가하기 시작합니다. 이 회로 솔루션을 사용하면 출력 전압의 유효 값이 점차 증가하기 때문에 보조 전원 커패시터를 충전하는 동안 전력 트랜지스터를 통한 전류를 제한하고 전력 스테이지의 과부하를 제거할 수 있습니다.
미세 회로의 여덟 번째 및 열한 번째 출력은 공급 전압에 연결되므로 출력 단계는 이미 터 추종자로 작동하며 전류 제한 저항 R6 및 R7을 통한 아홉 번째 및 열 번째 출력은 저항에 연결됩니다. R8 및 R9, 베이스 VT1 및 VT2 . 따라서 컨트롤러의 출력 단계가 강화됩니다. 전력 트랜지스터의 개방은 다이오드 VD2 및 VD3이 직렬로 연결된 저항 R6 및 R7을 통해 수행되지만 훨씬 더 많은 에너지가 필요한 폐쇄는 다음을 사용하여 발생합니다. VT1 및 VT2는 이미터 팔로워로 포함되지만 게이트에 제로 전압이 형성될 때 정확하게 고전류를 제공합니다.
다음으로 암에 4개의 전력 트랜지스터를 병렬로 연결하여 더 많은 전류를 얻습니다. 솔직히 말해서, 이러한 특정 트랜지스터의 사용은 약간 당혹감을 유발합니다. 아마도 이 구성표의 작성자는 단순히 사용 가능하도록 설정하고 첨부하기로 결정했을 것입니다. 사실 IRF540의 최대 전류는 23암페어이고 게이트에 저장된 에너지는 65나노쿨롱이며 가장 널리 사용되는 IRFZ44 트랜지스터의 최대 전류는 49암페어인 반면 게이트 에너지는 63나노쿨롱입니다. 즉, 두 쌍의 IRFZ44를 사용하면 최대 전류가 약간 증가하고 마이크로 회로의 출력 단계에서 부하가 두 배 감소하여 매개 변수 측면에서 이 설계의 신뢰성만 증가합니다. 그리고 "더 적은 부품 - 더 많은 신뢰성"이라는 공식은 누구도 취소하지 않았습니다.

물론 전력 트랜지스터는 동일한 배치에 속해야 합니다. 이 경우 병렬로 연결된 트랜지스터 간의 매개변수 확산이 감소하기 때문입니다. 물론 이상적으로는 이득으로 트랜지스터를 선택하는 것이 좋지만 이러한 가능성이 항상 발생하는 것은 아니지만 어떤 경우에도 동일한 배치의 트랜지스터를 구입할 수 있어야 합니다.

전력 트랜지스터와 병렬로 직렬 연결된 저항 R18, R22 및 커패시터 C3, C12가 있습니다. 유도 부하에 구형 펄스를 인가할 때 필연적으로 발생하는 자기 유도 펄스를 억제하도록 설계된 스너버입니다. 또한 펄스 폭 변조로 인해 문제가 악화됩니다. 여기에서 더 자세히 살펴볼 가치가 있습니다.
파워 트랜지스터가 열려 있는 동안 전류는 권선을 통해 흐르고 전류는 항상 증가하여 자기장의 증가를 유발하며 그 에너지는 2차 권선으로 전달됩니다. 그러나 트랜지스터가 닫히면 전류가 권선을 통해 흐르지 않고 자기장이 휘어지기 시작하여 역 극성의 전압이 나타납니다. 이미 존재하는 전압을 더하면 짧은 펄스가 나타나며 그 진폭은 처음에 적용된 전압을 초과할 수 있습니다. 이로 인해 전류의 서지가 발생하여 자기유도에 의해 유도된 전압의 극성에 2차 변화가 일어나게 되고, 이제 자기유도는 기존 전압의 크기를 감소시키며, 전류가 작아지는 순간 자기의 극성은 -유도 펄스가 다시 변경됩니다. 이 프로세스에는 감쇠 특성이 있지만 자체 유도의 전류 및 전압 값은 전력 변압기의 전체 전력에 정비례합니다.

이러한 스윙의 결과로 전원 스위치가 닫히는 순간 변압기 권선에서 충격 프로세스가 관찰되고 스 너버가이를 억제하는 데 사용됩니다. 저항의 저항과 커패시터의 커패시턴스는 다음과 같은 방식으로 선택됩니다. 자기 유도 펄스 변압기의 극성을 변경하는 데 걸리는 시간만큼 커패시터를 충전하는 데 걸리는 시간이 정확히 같습니다.
왜 이러한 충동과 싸워야 합니까? 모든 것이 매우 간단합니다. 다이오드는 최신 전력 트랜지스터에 설치되며 강하 전압은 개방 필드 장치의 저항보다 훨씬 크며 자기 유도 방출을 끄기 시작할 때 어려움을 겪는 다이오드입니다. 자체를 통한 전원 버스에서 기본적으로 전원 트랜지스터의 케이스는 트랜지스터 접합부의 결정이 가열되기 때문에 가열되는 것이 아니라 가열되는 내부 다이오드입니다. 다이오드를 제거하면 문자 그대로 첫 번째 펄스에서 역 전압이 전력 트랜지스터를 죽입니다.
컨버터에 PWM 안정화 기능이 없으면 자체 유도 채터 시간이 비교적 짧습니다. 두 번째 암의 전력 트랜지스터가 곧 열리고 개방형 트랜지스터의 낮은 저항으로 인해 자체 유도가 막힙니다.

그러나 컨버터에 출력 전압의 PWM 제어 기능이 있으면 전력 트랜지스터 개방 사이의 일시 중지가 상당히 길어지고 자연스럽게 자기 유도 채터 시간이 크게 증가하여 트랜지스터 내부의 다이오드 가열이 증가합니다. 이러한 이유로 안정화된 전원 공급 장치를 만들 때 출력 전압 마진을 25% 이상 두지 않는 것이 좋습니다. 일시 중지 시간이 너무 길어져 스너버가 있어도 출력 스테이지의 온도가 비합리적으로 상승합니다. .
같은 이유로 대부분의 공장에서 자동차 앰프 TL494를 컨트롤러로 사용해도 전원이 안정화되지 않아 전압 변환기의 방열판 영역이 절약됩니다.
이제 기본 노드를 고려했으므로 PWM 안정화가 어떻게 작동하는지 알아봅시다. 출력에서 ± 60V의 바이폴라 전압이 선언됩니다. 이전에 말한 내용에서 변압기의 2차 권선이 60볼트에 25%를 더한 전압을 공급하도록 설계되어야 한다는 것이 분명해졌습니다. 60 더하기 15는 75볼트입니다. 그러나 60볼트의 유효 값을 얻으려면 반파의 지속 시간 또는 변환 기간이 공칭 값의 25%만큼 짧아야 합니다. 어쨌든 전환 사이의 일시 중지 시간도 방해하므로 일시 중지 셰이퍼에 의해 도입된 5%가 자동으로 차단되고 제어 펄스가 나머지 20% 감소해야 한다는 점을 잊지 마십시오.
변환 기간 사이의 이 일시 중지는 2차 전력 필터 인덕터에 축적된 자기 에너지와 커패시터에 축적된 전하로 보상됩니다. 사실, 나는 다른 커패시터와 마찬가지로 인덕터 앞에 전해질을 넣지 않을 것입니다. 인덕터 뒤에 도관을 두는 것이 좋으며 전해질 외에도 필름을 설치하는 것이 좋습니다. 임펄스 서지 및 간섭을 더 잘 억제합니다. .
출력 전압의 안정화는 다음과 같이 수행됩니다. 부하가 없거나 매우 작은 동안 커패시터 C8-C11의 에너지는 거의 소비되지 않으며 이를 복원하는 데 많은 에너지가 필요하지 않으며 2차 권선의 출력 전압 진폭이 상당히 커집니다. 따라서 추가 권선의 출력 전압 진폭이 커집니다. 이로 인해 컨트롤러의 첫 번째 출력에서 전압이 증가하여 오류 증폭기의 출력 전압이 증가하고 제어 펄스의 지속 시간이 감소합니다. 소비되는 전력과 전력 변압기에 공급되는 전력 사이의 균형.
소비가 증가하기 시작하면 추가 권선의 전압이 감소하고 오류 증폭기 출력의 전압이 자연스럽게 감소합니다. 이로 인해 제어 펄스의 지속 시간이 증가하고 변압기에 공급되는 에너지가 증가합니다. 맥박의 지속 시간은 소모된 에너지와 주어진 에너지의 균형이 다시 도달할 때까지 증가합니다. 부하가 감소하면 불균형이 다시 발생하고 컨트롤러는 이제 제어 펄스의 지속 시간을 줄여야 합니다.

잘못 선택한 명칭으로 피드백오버슈트 효과가 발생할 수 있습니다. 이것은 TL494뿐만 아니라 모든 전압 안정기에 적용됩니다. TL494의 경우 피드백 응답을 늦추는 체인이 없는 경우 오버슈트 효과가 일반적으로 발생합니다. 물론 반응 속도를 너무 늦추면 안 됩니다. 안정화 계수가 떨어질 수 있지만 너무 빠른 반응은 좋지 않습니다. 그리고 그것은 다음과 같은 방식으로 나타납니다. 부하가 증가하고 전압이 떨어지기 시작하고 PWM 컨트롤러가 균형을 복원하려고 시도하지만 너무 빨리 수행하고 제어 펄스의 지속 시간을 비례하지 않고 훨씬 더 강하게 증가한다고 가정합니다. 이 경우 전압의 실효값이 급격히 증가합니다. 물론 이제 컨트롤러는 전압이 안정화 전압보다 높다는 것을 확인하고 출력 전압과 기준의 균형을 맞추려고 펄스 지속 시간을 급격히 줄입니다. 그러나 펄스의 지속 시간이 예상보다 짧아지고 출력 전압이 필요한 것보다 훨씬 낮아집니다. 컨트롤러는 펄스 지속 시간을 다시 늘리지만 다시 과도하게 사용했습니다. 전압이 필요 이상으로 밝혀졌고 펄스 지속 시간을 줄이는 것 외에는 선택의 여지가 없습니다.
따라서 컨버터의 출력에는 안정화 된 전압이 형성되지 않고 초과 방향과 과소 방향 모두에서 설정 전압의 20-40 %만큼 변동합니다. 물론 소비자는 그러한 힘을 좋아하지 않을 것이므로 변환기를 조립한 후에는 새로 조립 된 선박과 헤어지지 않도록 션트의 반응 속도를 확인해야합니다.
퓨즈로 판단하면 변환기는 매우 강력하지만이 경우 C7 및 C8의 용량이 충분하지 않으므로 각각 3 개 이상 추가해야합니다. 다이오드 VD1은 극성 반전으로부터 보호하는 역할을 하며, 이런 일이 발생하면 생존할 가능성이 낮습니다. 퓨즈를 30-40암페어로 끊는 것은 그리 쉽지 않습니다.
글쎄, 결국이 변환기에는 stenbay 시스템이 장착되어 있지 않다는 점을 추가해야합니다. 공급 전압에 연결되면 즉시 시작되며 전원을 꺼야만 멈출 수 있습니다. 이것은 그다지 편리하지 않습니다. 상당히 강력한 스위치가 필요합니다.

자동차 전압 변환기 번호 2, 또한 출력 전압에 연결된 LED 인 옵토 커플러의 존재로 입증되는 안정화 된 출력 전압을 갖습니다. 또한 TL431을 통해 연결되어 출력 전압 유지의 정확도를 크게 높입니다. 광커플러의 포토트랜지스터도 두 번째 mikruha TL431에 의해 안정화된 전압에 연결됩니다. 이 스태빌라이저의 본질은 개인적으로 저를 피했습니다. 마이크로 회로는 5 볼트를 안정화했으며 추가 스태빌라이저를 설치하는 것은 의미가없는 것 같습니다. 포토트랜지스터의 에미터는 오류 증폭기(핀 1)의 비반전 입력으로 연결됩니다. 오류 증폭기는 네거티브 피드백으로 덮여 있으며 반응 속도를 늦추기 위해 저항 R10, 커패시터 C2가 도입되었습니다.

두 번째 오류 증폭기는 비상 상황에서 변환기를 강제로 정지시키는 데 사용됩니다. 분배기 R13 및 R16에서 생성된 전압보다 16번째 핀에 전압이 있고 이것이 약 2.5V인 경우, 컨트롤러는 완전히 사라질 때까지 제어 펄스의 지속 시간을 줄이기 시작합니다.
소프트 스타트는 커패시터 C3의 커패시턴스가 다소 작지만 일시 중지 시간의 형성을 통해 이전 회로와 동일한 방식으로 구성됩니다. 4.7 ... 10 마이크로 패럿에 놓을 것입니다.
마이크로 회로의 출력 단계는 이미 터 팔로워 모드에서 작동하며 VT1-VT4 트랜지스터의 본격적인 추가 이미 터 팔로워는 전류를 증폭하는 데 사용되며, 이는 다시 전원 필드 작업자의 게이트에로드되지만 낮추겠습니다. 등급 R22-R25 ~ 22 ... 33 옴. 다음은 스너버와 전력 변압기, 그 다음 다이오드 브리지와 평활화 필터입니다. 이 회로의 필터는 더 정확하게 만들어졌습니다. 동일한 코어에 있고 동일한 회전 수를 포함합니다. 이 포함은 가능한 최대 필터링을 제공합니다. 자기장서로 보상합니다.
스텐비 모드는 VT9 트랜지스터와 K1 릴레이에 구성되어 있으며 접점은 컨트롤러에만 전원을 공급합니다. 전원 부분은 공급 전압에 지속적으로 연결되며 컨트롤러에서 제어 펄스가 나타날 때까지 트랜지스터 VT5-VT8이 닫힙니다.
HL1 LED는 컨트롤러에 전원이 공급되었음을 나타냅니다.

다음 도표... 다음 도표는... 이것이 자동차 전압 변환기의 세 번째 버전하지만 제대로 하자...

기존 옵션과의 주요 차이점, 즉 자동차 컨버터에서 하프 브리지 드라이버를 사용하는 것부터 시작하겠습니다. 글쎄, 당신은 여전히 \u200b\u200b이것을 참을 수 있습니다. 마이크로 회로 내부에는 개폐 속도가 좋은 4 개의 트랜지스터와 2 암페어의 트랜지스터가 있습니다. 적절한 연결을 만들면 다음으로 구동할 수 있습니다. 작업 모드그러나 푸시 풀은 미세 회로가 출력 신호를 반전시키지 않고 제어 펄스가 컨트롤러의 수집기에서 입력으로 공급되므로 컨트롤러가 제어 펄스 사이에 일시 중지를 제공하자마자 논리에 해당하는 레벨 단위는 TLki 출력 단계의 수집기에 나타납니다. 공급 전압에 가깝습니다. Irka를 통과하면 임펄스가 안전하게 열리는 파워 트랜지스터의 게이트에 공급됩니다. 둘 다... 동시에. 물론 처음에는 FB180SA10 트랜지스터를 노크하는 것이 작동하지 않을 수 있음을 이해합니다. 모두 동일하게 180A를 개발해야 하며 이러한 전류에서 트랙은 일반적으로 소손되기 시작하지만 여전히 너무 어렵습니다. . 그리고 바로 이러한 트랜지스터의 비용은 천 개 이상입니다.
다음 신비한 순간은 직류가 흐르는 기본 전원 버스에 포함된 변류기를 사용하는 것입니다. 이 변압기에는 스위칭 시 전류 변화로 인해 유도되는 무언가가 여전히 존재하지만 여전히 완전히 정확하지는 않습니다. 아니요, 과부하 보호는 작동하지만 얼마나 정확합니까? 결국, 변류기의 출력도 설계되어 온화하고 너무 독창적입니다. 오류 증폭기의 반전 입력 인 핀 15의 전류가 증가하고 저항 R18을 형성하는 전압이 R20의 분배기가 감소합니다. 물론 이 출력에서 전압이 감소하면 오류 증폭기의 전압이 증가하여 제어 펄스가 짧아집니다. 그러나 R18은 기본 전원 버스에 직접 연결되며 이 버스에서 발생하는 모든 혼란은 과부하 보호 작동에 직접적인 영향을 미칩니다.
출력 전압 안정화가 조정됩니다 ... 음, 원칙적으로 전원 섹션의 작동과 동일합니다 ... 컨버터를 시작한 후 출력 전압이 광 커플러 U1.2 LED가 시작되는 값에 도달하자마자 글로우, 광 커플러 U1.1 트랜지스터가 열립니다. 열리면 R10 및 R11의 분배기에 의해 생성되는 전압이 감소합니다. 그러면 이 전압이 증폭기의 비반전 입력에 연결될 때 오류 증폭기의 출력 전압이 떨어집니다. 음, 오류 증폭기 출력의 전압이 감소하기 때문에 컨트롤러는 펄스 지속 시간을 늘리기 시작하여 광 커플러 LED의 밝기를 증가시켜 포토 트랜지스터를 더욱 열고 펄스 지속 시간을 더욱 늘립니다. 이는 출력 전압이 가능한 최대 값에 도달할 때까지 발생합니다.
일반적으로 계획은 너무 독창적이어서 반복을 위해 적에게만 주어질 수 있으며이 죄로 인해 지옥에서 영원한 고통이 보장됩니다. 누구 탓인지 모르겠다 ... 개인적으로 누군가라는 인상을 받았다 코스 작업, 또는 졸업장 일 수도 있지만 믿고 싶지 않습니다. 출판 된 경우 보호되었다는 의미이기 때문에 교직원의 자격이 생각보다 훨씬 나쁜 상태에 있음을 나타냅니다 .. .

자동차 전압 변환기의 네 번째 버전.
나는 그것이 이상적인 선택이라고 말하지는 않겠지 만 한때 나는이 계획의 개발에 참여했습니다. 여기서 즉시 진정제의 작은 부분 - 15 및 16 결론이 함께 연결되고 공통 와이어에 연결되지만 논리적으로 15 번째 결론은 14 번째에 연결되어야합니다. 그럼에도 불구하고 두 번째 오류 증폭기의 입력을 접지해도 성능에는 전혀 영향을 미치지 않았습니다. 따라서 15번째 출력을 어디에 연결할지는 여러분에게 맡기겠습니다.

이 회로에서 5V의 내부 스태빌라이저 출력은 매우 집중적으로 사용됩니다. 5V에서 출력 전압을 비교할 기준 전압이 형성됩니다. 이것은 저항 R8 및 R2를 사용하여 수행됩니다. 기준 전압의 리플을 줄이기 위해 커패시터 C1을 R2와 병렬로 연결한다. 저항 R8과 R2가 같기 때문에 기준 전압의 값은 2.5V입니다.
또한 소프트 스타트에는 5V가 사용됩니다. 전원을 켤 때 커패시터 C6은 컨트롤러의 네 번째 출력에서 5V를 잠시 생성합니다. 충전하는 동안 제어 펄스 사이의 강제 일시 중지 시간은 최대 값에서 공칭 값으로 변경됩니다.
동일한 5 볼트가 DA 옵토 커플러의 포토 트랜지스터 컬렉터에 연결되고 이미 터는 R5 및 R4의 작은 분배기를 통해 첫 번째 오류 증폭기 핀 1의 비 반전 입력에 연결됩니다. 네거티브 피드백은 오류 증폭기의 출력에서 핀 2에 연결됩니다. 피드백에는 컨트롤러의 응답을 늦추는 커패시터 C2가 있으며, 그 커패시턴스는 10나노패럿에서 68나노패럿까지 다양합니다.
컨트롤러의 출력 단계는 리피터 모드에서 작동하고 전류 증폭은 VT3-VT6의 트랜지스터 드라이버 단계에서 수행됩니다. 물론 드라이버 스테이지의 전력은 한 쌍 이상의 전력 트랜지스터를 제어하기에 충분합니다. 사실 이것이 내기였습니다. 처음에는 컨트롤러가있는 보드가 전력 섹션과 별도로 만들어졌지만 결국에는 밝혀졌습니다. 그다지 편리하지 않습니다. 따라서 인쇄된 도체는 메인 기판으로 옮겨졌고 변압기는 물론 전력 트랜지스터는 이미 기판을 길게 하여 다양화되었습니다.
전원 변압기는 과부하 보호 기능을 담당하는 변류기를 통해 트랜지스터에 연결됩니다. 이 버전에는 Snabers가 설치되지 않았습니다. 심각한 라디에이터가 사용되었습니다.
제어 단자에 전압이 나타나자마자 변환기의 작동이 가능해지고 트랜지스터 VT2가 열리고 VT1이 포화 상태가 됩니다. 에미 터 VT1에는 안정 전압보다 낮기 때문에 VD5 다이오드에서 공급되는 공급 전압을 자유롭게 전달하는 일체형 스태빌라이저에서 15까지의 전압이 있습니다. 이 다이오드에는 저항 R28을 통해 12V의 주 공급 전압이 공급됩니다. VT1을 열면 컨트롤러와 드라이버 트랜지스터에 전원이 공급되고 컨버터가 시작됩니다. 전력 변압기에 펄스가 나타나 자마자 권선의 전압은 주 전원 공급 장치 값의 두 배에 도달하고 다이오드 VD4 및 VD6을 통과하여 15V에서 안정기의 입력에 공급됩니다. 따라서 컨버터를 시작한 후 컨트롤러는 이미 안정화된 전원 공급 장치로 전원을 공급받습니다. 이 회로 솔루션을 사용하면 6~7볼트의 전원이 공급되는 경우에도 컨버터의 안정적인 작동을 유지할 수 있습니다.
출력 전압의 안정화는 LED가 저항 분배기를 통해 연결된 DA 옵토 커플러의 LED 글로우를 제어하여 수행됩니다. 또한 출력 전압의 한 암만 제어됩니다. 두 번째 암의 안정화는 이 필터가 하나의 코어에 만들어지기 때문에 인덕터 L2 및 L3의 코어에서 발생하는 자기 결합을 통해 수행됩니다. 출력 전압의 양극 측 부하가 증가하자마자 코어가 자화되기 시작하여 다이오드 브리지의 음극 전압이 컨버터 출력에 도달하기가 더 어려워지고 음극 전압이 시작됩니다. 감소하고 옵토커플러 LED가 이에 반응하여 컨트롤러가 제어 펄스의 지속 시간을 늘리도록 합니다. 즉, 인덕터는 필터링 기능 외에도 그룹 안정화 인덕터 역할을 하며 컴퓨터 전원 공급 장치에서와 동일한 방식으로 작동하여 여러 출력 전압을 한 번에 안정화합니다.
과부하 보호는 약간 거칠지만 여전히 상당히 기능적입니다. 보호 임계값은 저항 R26에 의해 조정됩니다. 전력 트랜지스터를 통과하는 전류가 임계 값에 도달하자마자 변류기의 전압이 사이리스터 VS1을 열고 제어 전압을 제어 단자에서 접지로 션트하여 컨트롤러에서 공급 전압을 제거합니다. 또한 커패시터 C7의 가속 방전은 저항 R19를 통해 발생하며 커패시턴스는 여전히 100μF로 줄이는 것이 좋습니다.
활성화된 보호를 재설정하려면 제어 단자에 전압을 제거한 다음 다시 적용해야 합니다.
이 컨버터의 또 다른 특징은 전력 트랜지스터의 게이트에 커패시터 저항 전압 드라이버를 사용한다는 것입니다. 이 체인을 설치하면 전력 트랜지스터의 닫힘 속도를 높이도록 설계된 게이트에서 음의 전압을 얻을 수 있습니다. 그러나이 트랜지스터를 닫는 방법은 스 너버를 사용하더라도 효율 증가 또는 온도 감소로 이어지지 않았으며 폐기되었습니다. 부품 수가 적고 신뢰성이 높아졌습니다.

자, 마지막 다섯 번째 자동차 변환기. 이 구성표는 이전 구성표의 논리적 연속이지만 소비자 속성을 개선하는 추가 기능을 갖추고 있습니다. REM 제어 전압은 인버터 방열판에 장착된 85도 재설정 가능 KSD301 온도 퓨즈를 통해 공급됩니다. 이상적으로는 전력 증폭기와 전압 변환기 모두에 대해 하나의 라디에이터가 있어야 합니다.

온도 퓨즈 접점이 닫힌 경우, 즉 온도가 85도 미만이면 REM 단자의 제어 전압이 트랜지스터 VT14를 열고 VT13을 열고 주 전원의 12V가 15V Krenka 입력에 들어갑니다. 입력 전압은 출력에서 KRENKA 안정화 전압보다 낮기 때문에 거의 변하지 않은 것처럼 보일 것입니다. 조절 트랜지스터의 강하만이 작은 강하를 유발합니다. Krenka에서 컨트롤러 자체와 VT4-VT7 드라이버 스테이지의 트랜지스터에 전원이 공급됩니다. 내부 5볼트 안정기가 전압을 내는 즉시 커패시터 C6이 충전을 시작하여 제어 펄스 사이의 일시 중지 시간을 줄입니다. 제어 펄스는 변압기의 2차 권선에서 전력 트랜지스터를 열기 시작하고 나타나며 2차 전압의 유효 값을 증가시키기 시작합니다. 첫 번째 2 차 권선에서 중간 점이있는 정류기를 통한 24V의 전압은 커패시터 C18의 양극 단자로 이동하고 전압이 주 12V 다이오드 VD13보다 크기 때문에 닫히고 이제 컨트롤러 보조 권선 자체에 의해 전원이 공급됩니다. 또한 24볼트는 15보다 크므로 15볼트 안정기가 켜지고 이제 컨트롤러에 안정화된 전압이 공급됩니다.
제어 펄스가 증가함에 따라 유효 전압 값도 두 번째 2차 권선에서 증가하고 광 커플러 DA의 LED가 빛나기 시작하는 값에 도달하자마자 광 트랜지스터가 열리기 시작하고 시스템이 시작됩니다. 안정적인 상태를 얻으려면 광 트랜지스터의 이미 터가 비 반전 컨트롤러 오류 증폭기 출력에 연결되어 있기 때문에 펄스 지속 시간이 증가하지 않습니다. 부하가 증가하면 출력 전압이 떨어지기 시작하고 자연스럽게 LED의 밝기가 감소하기 시작하며 컨트롤러의 첫 번째 출력 전압도 감소하고 컨트롤러는 펄스 지속 시간을 증가시켜 다시 LED의 밝기.
출력 전압은 네거티브 암에 의해 제어되고 포지티브 암의 소비 변화에 대한 반응은 그룹 안정화 초크 L1에 의해 수행됩니다. 제어된 전압의 응답 속도를 높이기 위해 네거티브 암에 저항 R38이 추가로 로드됩니다. 여기에서 즉시 예약해야 합니다. 2차 전원 공급 장치에 너무 큰 전해질을 걸 필요는 없습니다. 높은 변환 주파수에서는 거의 사용되지 않지만 전체 안정화 계수에 상당한 영향을 미칠 수 있으므로 전압이 부하가 증가하면 포지티브 암의 전압이 증가하기 시작하고 네거티브 숄더의 전압도 감소해야 합니다. 네거티브 암의 소비가 크지 않고 커패시터의 커패시턴스가 C24보다 크면 꽤 오랜 시간 동안 방전되고 제어 장치는 전압이 포지티브에서 실패했음을 추적 할 시간이 없습니다. 팔.
이러한 이유로 컨버터 보드 자체에는 숄더당 1000uF 이하, 파워 앰프 보드에는 각각 220 ~ 470uF 이상을 설정하지 않는 것이 좋습니다.
오디오 신호의 최고점에서의 전력 부족은 변압기의 전체 전력으로 보상되어야 합니다.
과부하 보호는 다이오드 VD5 및 VD6에 의해 정류되는 전압이 감도 조정기 R26에 들어가는 변류기에서 수행됩니다. 또한 일종의 진폭 리미터 인 다이오드 VD4를 통과하면 전압이 트랜지스터 VT8의베이스에 들어갑니다. 이 트랜지스터의 컬렉터는 VT2-VT3에 조립된 Schmidt 트리거의 입력에 연결되며 VT8 트랜지스터가 열리면 VT3을 닫습니다. VT3 컬렉터의 전압이 증가하고 VT2가 열리고 VT1이 열립니다.
방아쇠와 VT1은 모두 5볼트 컨트롤러 스태빌라이저에 의해 전원이 공급되며 VT1이 열리면 5볼트가 컨트롤러의 16번째 출력에 입력되어 제어 펄스의 지속 시간이 크게 줄어듭니다. 또한 VD3 다이오드를 통한 5V가 핀 4에 들어가 강제 일시 중지 시간을 가능한 최대 값으로 늘립니다. 제어 펄스는 한 번에 두 가지 방식으로 단축됩니다. 네거티브 피드백이없고 비교기로 작동하는 오류 증폭기를 통해 거의 즉시 펄스 지속 시간을 줄이고 일시 중지 지속 시간 셰이퍼를 통해 이제 방전 된 커패시터를 통해 증가하기 시작합니다 펄스 지속 시간이 점차적으로 증가하고 부하가 여전히 너무 크면 VT8이 열리자마자 보호 기능이 다시 작동합니다. 그러나 VT2-VT3의 트리거에는 또 다른 작업이 있습니다. 12V의 주 기본 전압 값을 모니터링하고 저항 R21 및 R22를 통해 VT3 베이스에 공급되는 9-10V 미만이 되는 즉시 바이어스 충분하지 않고 VT3이 닫히고 VT2 및 VT1이 열립니다. 컨트롤러가 중지되고 보조 전원이 손실됩니다.
이 모듈은 갑자기 소유자가 실행되지 않는 자동차에서 음악을 듣기로 결정하고 자동차 스타터가 시작될 때 갑작스러운 전압 강하로부터 전력 증폭기를 보호하기로 결정한 경우 자동차를 시작할 기회를 남깁니다. 변환기는 단순히 기다립니다. 전력 증폭기와 자체 전원 스위치를 모두 보호하여 중요한 소비 순간을 차단합니다.
이 변환기의 인쇄 회로 기판 도면이며 변압기 1개와 2개의 두 가지 옵션이 있습니다.
왜 변압기가 두 개입니까?
더 많은 힘을 위해. 사실 자동차 컨버터에서 변압기의 전체 전력은 12볼트의 공급 전압에 의해 제한되며, 이는 변압기를 몇 번 켜야 합니다. 링은 1차 반권에서 최소 4회 회전해야 하며, w형 페라이트의 경우 회전 수를 3회로 줄일 수 있습니다.

이 제한은 주로 회전 수가 적으면 자기장이 이미 불균일해지고 손실이 너무 크다는 사실에 기인합니다. 이것은 또한 변환 주파수를 더 높은 주파수로 전환할 수 없음을 의미합니다. 회전 수를 줄여야 하며 이는 허용되지 않습니다.
따라서 전체 전력은 1차 권선의 회전 수와 작은 변환 주파수 범위에 의해 제한된다는 것이 밝혀졌습니다. 20kHz 아래로 내려갈 수 없습니다. 스피커에서 들리도록 모든 노력을 기울일 것입니다.
40kHz 이상으로 올라갈 수 없습니다. 1 차 권선의 권수가 너무 작아집니다.
더 많은 전력을 얻으려면 변압기 수를 늘리고 2 개는 가능한 최대 값과는 거리가 먼 유일한 해결책이 남아 있습니다.
그러나 여기서 또 다른 질문이 생깁니다. 모든 변압기를 모니터링하는 방법은 무엇입니까? 너무 심각한 그룹 안정화 초크를 차단하거나 특정 수의 옵토커플러를 도입하고 싶지 않습니다. 따라서 제어할 수 있는 유일한 방법은 2차 권선을 직렬로 연결하는 것입니다. 이 경우 소비 왜곡도 배제되고 출력 전압을 제어하는 것이 훨씬 쉽지만 변압기의 조립 및 위상 조정에 최대한주의를 기울여야합니다.
이제 회로도와 보드의 차이점에 대해 조금. 사실이 원칙에 따라 계획의 가장 기본적인 사항 만 표시되고 인쇄 된 요소는 현실에 따라 배열됩니다. 예를 들어 회로 기판에 전원 공급용 필름 커패시터는 없지만 기판에는 있습니다. 물론 이들을 위한 장착 구멍은 개발 당시에 사용 가능한 커패시터의 치수에 따라 만들어집니다. 물론 2.2μF의 정전 용량이 없으면 1μF에서 사용할 수 있지만 0.47μF 이상은 아닙니다.
전원을 위해 4700uF 전해질도 회로에 설치되지만 대신 보드에 2200uF 25V 커패시터 전체 세트가 있으며 커패시터는 ESR이 낮아야합니다. 이들은 판매자가 배치 한 것입니다. "마더보드용"으로. 일반적으로 은색 또는 금색 페인트로 표시됩니다. 25볼트에서 3300마이크로패럿으로 구매할 수 있다면 더 좋겠지만 우리 지역에서는 매우 드뭅니다.
아마도 점퍼에 대한 몇 마디 - 이들은 트랙을 자신에게 연결하는 점퍼입니다. 이것은 이유 때문에 수행되었습니다. 보드의 구리 두께가 제한되어 있고 도체를 통해 흐르는 전류가 상당히 크며 도체의 손실을 보상하기 위해 트랙은 문자 그대로 땜납으로 흘려야합니다. , 요즘 비싸거나 전류가 흐르는 도체와 중복되어 도체의 전체 단면적이 증가합니다. 이 점퍼는 단면적이 최소 2.5 제곱, 이상적으로는 더 두꺼운 - 4 또는 6 제곱의 단면을 가진 단일 코어 구리선으로 만들어집니다.
보조 전원 다이오드 브리지. 다이어그램은 TO-247 패키지의 다이오드를 보여 주며 보드는 TO-220 패키지의 다이오드 사용을 위해 준비되었습니다. 다이오드 유형은 부하의 계획된 전류에 직접적으로 의존하며 물론 더 빠른 다이오드를 선택하는 것이 좋습니다. 자체 발열이 적습니다.
이제 와인딩 세부 사항에 대한 몇 마디.
회로에서 가장 의심스러운 것은 변류기입니다. 1 차 권선의 두꺼운 전선과 다른 방향으로도 반 바퀴를 감는 것이 어려워 보입니다. 실제로 이것은 권선 부품의 가장 간단한 구성 요소입니다. 변류기 제조에는 텔레비전 전원 필터가 사용됩니다. 갑자기 필터를 찾을 수 없으면 예를 들어 컴퓨터 전원 공급 장치의 플로팅 변압기와 같은 W 자형 페라이트 코어를 사용할 수 있습니다. 코어는 110-120도까지 10-20분 동안 데워진 다음 찰칵 소리가 납니다. 권선이 제거되고 2차 권선이 프레임에 감겨져 있으며, 물론 0.1 ... 0.2 mm 와이어의 80-120 회전으로 구성되며 두 개로 접혀 있습니다. 그런 다음 한 권선의 시작 부분이 두 번째 권선의 끝에 연결되고 전선이 편리한 방식으로 고정되며 권선이있는 프레임이 코어의 절반에 놓입니다. 그런 다음 1 차 권선의 힘으로 하나의 창에 하나의 묶음이 세 번 놓여집니다. 코어의 두 번째와 두 번째 절반이 켜집니다. 그게 다야! 1차에서 반 바퀴, 2차에서 100바퀴의 두 권선. 회전 수가 정확히 지정되지 않은 이유는 무엇입니까? 회전 수는 최대 전류에서 저항 R27에서 3-5V를 얻을 수 있어야 합니다. 그러나 나는 당신이 최대로 생각하는 전류, 사용할 트랜지스터를 모릅니다. 그리고 R27의 전압 값은 바로 이 저항의 값을 선택하여 항상 수정할 수 있습니다. 가장 중요한 것은 전류 트랜스포머가 2차 권선을 따라 과부하되고 이를 위해 2차 권선에서 최소 60-70회전이 필요하다는 것입니다. 이 경우 코어의 가열이 최소화됩니다.

L2 인덕터는 적당한 크기의 TV용 스위칭 전원 공급 장치의 전원 트랜스 코어에 수행되었습니다. 원칙적으로 컴퓨터 전원 공급 장치의 변압기에서 코어에 감을 수도 있지만 0.5 ~ 0.7mm의 비자 성 간격을 구성해야합니다. 그것을 만들려면 코어의 절반이 삽입 된 프레임 내부의 적절한 직경의 권선에서 NOT CLOSED 링을 던지는 것으로 충분합니다.
인덕터는 채우기 전에 감겨 있지만 와이어를 계산해야 합니다. 개인적으로 저는 번들이나 테이프로 작업하는 것을 선호합니다. 물론 테이프는 더 콤팩트하고 도움을 받아 매우 높은 권선 밀도를 얻을 수 있지만 만드는 데 많은 시간이 걸리며 물론 접착제가 도로에 있지 않습니다. 번들을 만드는 것이 훨씬 쉽습니다. 이를 위해 도체의 대략적인 길이를 파악하고 와이어를 여러 번 접은 다음 드릴을 사용하여 번들로 비틀면 충분합니다.
어떤 전선을 얼마만큼 사용해야 합니까? 이미 최종 제품의 요구 사항에 따라 달라집니다. 이 경우 정의상 냉각 조건이 매우 열악한 자동차 기술에 대해 이야기하고 있으므로 자체 가열을 최소화해야 하며 이를 위해 많이 가열되지 않는 도체 단면적을 계산해야 합니다. , 또는 전혀 가열되지 않습니다. 후자는 물론 바람직하지만 크기가 커지고 차는 공간이 많은 Ikarus가 아닙니다. 따라서 최소한의 난방부터 진행하겠습니다. 물론 앰프와 컨버터를 모두 통과하도록 팬을 설치할 수도 있지만 우리 도로의 먼지만이 팬을 고통스럽게 빨리 죽이기 때문에 자연 냉각에서 춤을 추고 긴장을 기본으로 삼는 것이 좋습니다. 도체 섹션의 평방 밀리미터당 3암페어. 이것은 상당히 인기있는 장력으로 w 자형 철로 된 전통적인 변압기 제조시 고려하는 것이 좋습니다. 펄스 장치의 경우 평방 밀리미터당 5~6암페어를 배치하는 것이 좋지만 이는 좋은 공기 대류를 의미하고 케이스가 닫혀 있으므로 여전히 3암페어를 사용합니다.
세 개가 더 낫다고 확신하십니까? 그리고 이제 아무도 순수한 사인파를 듣지 않고 클리핑에 가깝기 때문에 증폭기의 부하가 일정하지 않다는 사실을 수정하여 증폭기 전력의 현재 값이 일정하지 않기 때문에 가열이 지속적으로 발생하지 않습니다 최대치의 약 2/3입니다. 따라서 위험 없이 장력을 30%까지 높일 수 있습니다. 제곱밀리미터당 최대 4 암페어를 가져옵니다.
숫자를 더 잘 이해하기 위해 한 번 더. 냉각 조건이 좋지 않고 고전류의 전선이 매우 얇으면 가열되기 시작하고 코일에 감겨 있으면 자체적으로 가열됩니다. 문제를 해결하기 위해 전압을 와이어 섹션의 평방 밀리미터 당 2.5-3 암페어로 설정하고 부하가 일정하면 전력 증폭기에 공급하면 장력을 4-4.5로 증가시킵니다. 컨덕터 섹션의 평방 밀리미터당 암페어.
이제 Excel을 시작합니다. 모든 사람이 계산기를 가지고 있기를 바랍니다. 맨 위 줄에는 "장력", "와이어 직경", "와이어 수", "최대 전류", 마지막 셀에 순서대로 작성합니다. "힘". 다음 줄의 시작 부분으로 이동하여 지금은 숫자 3을 씁니다. 지금은 평방 밀리미터당 3암페어가 되도록 합니다. 다음 셀에서 우리는 숫자 1을 씁니다. 지금은 직경이 1mm 인 와이어가되도록하십시오. 다음 셀에 10을 작성하면 번들의 와이어 수가 됩니다.
그리고 여기에 공식이 있을 셀이 있습니다. 먼저 단면을 계산합니다. 이렇게하려면 직경을 2로 나눕니다. 반지름이 필요합니다. 그런 다음 반지름에 반지름을 곱하면 계산기가 무디지 않도록 괄호 안에 반지름을 계산하고이 모든 것을 pi로 곱합니다. 결과적으로 우리는 pi er square를 얻습니다. 도체의 단면 인 원의 면적. 그런 다음 셀 편집을 종료하지 않고 결과 결과에 와이어 직경을 곱하고 와이어 수를 곱합니다. ENTER를 누르면 소수 자릿수가 많은 숫자가 표시됩니다. 이러한 높은 정확도는 필요하지 않으므로 결과를 소수점 첫째 자리까지 반올림하여 기술적 여유가 적습니다. 이렇게하려면 셀 편집으로 이동하여 공식을 선택하고 CONTROL X - 자르기를 누른 다음 FORMULA 버튼을 누르고 MATHEMATICAL ACTION 라인에서 ROUND UP을 선택하십시오. 반올림할 항목과 소수 자릿수를 묻는 대화 상자가 나타납니다. 커서를 위쪽 창에 놓고 CONTRL VE는 이전에 잘라낸 수식을 삽입하고 아래쪽 창에는 단위를 넣습니다. 소수점 첫째 자리까지 반올림하고 확인을 클릭합니다. 이제 셀에는 소수점 뒤에 한 자리 숫자가 포함됩니다.
수식을 마지막 셀에 삽입하는 것이 남아 있습니다. 여기서 모든 것이 간단합니다. 옴의 법칙입니다. 우리는 사용할 수있는 최대 전류를 가지고 있으며 온보드 전압을 12 볼트로 설정합니다. 달리는 자동차에서는 약 13 볼트이지만 연결 와이어의 강하는 고려하지 않습니다. 결과 전류에 12를 곱하고 도체를 강하게 가열하지 않는 최대 정격 전력, 더 정확하게는 직경 1mm의 와이어 10개로 구성된 번들을 얻습니다.
"하지만 그런 버튼이 없고 편집 라인이 없습니다"라는 질문에 대답하지 않겠습니다. 전원 공급 장치 계산에서 Excel 사용에 대한 자세한 설명이 게시되었습니다.

우리는 우리 기술로 돌아갑니다. 번들의 와이어 직경과 개수를 알아 냈습니다. 변압기 권선에서 필요한 번들을 결정할 때 동일한 계산을 사용할 수 있지만 장력은 평방 밀리미터당 5-6 암페어로 증가할 수 있습니다. 반 권선은 50%의 시간 동안 작동하므로 냉각할 시간이 있습니다. 권선의 장력을 최대 7암페어 또는 8암페어까지 높일 수 있지만 여기에서 번들의 활성 저항에 대한 전압 강하가 이미 영향을 미치기 시작했으며 여전히 나쁘지 않은 효율을 얻고자 하는 욕구가 있는 것 같습니다. 그래서 안하는 것이 좋습니다.
전력 트랜지스터가 여러 개인 경우 번들의 전선 수가 트랜지스터 수의 배수 여야 함을 즉시 고려해야합니다. 번들은 전력 에이전트 수로 나누어야하며 권선을 통해 흐르는 전류를 고르게 분배하는 것이 매우 바람직합니다.
글쎄, 우리는 일종의 계산을 알아 냈고 와인딩을 시작할 수 있습니다. 이것이 가정용 링인 경우 권선의 절연을 손상시키지 않도록 날카로운 모서리를 갈아서 준비해야합니다. 그런 다음 링은 얇은 절연체로 절연됩니다. 이러한 목적으로 전기 테이프를 사용하는 것은 바람직하지 않습니다. 온도로 인해 비닐이 새고 천이 너무 두껍습니다. 이상적으로는 불소 수지 테이프이지만 판매되는 경우는 거의 없습니다. Thermosktch - 재료는 나쁘지 않지만 감는 것이 그리 편리하지는 않지만 요령을 터득하면 결과가 그리 나쁘지는 않습니다. 한때 나는 자동차 반 중력을 사용했습니다. 방금 브러시로 칠하고 말리고 다시 칠하는 식으로 세 겹으로 칠했습니다. 기계적 특성은 나쁘지 않으며이 절연체의 큰 항복 전압은 작업에 영향을 미치지 않습니다. 우리의 경우 모든 전압이 크지 않습니다. 첫째, 2차 권선이 더 얇고 권선이 더 많기 때문에 감깁니다. 그런 다음 1차 권선이 감깁니다. 두 권선은 두 개의 접힌 묶음으로 즉시 감겨 있습니다. 동일해야하는 회전 수로 실수하는 것은 매우 어렵습니다. 하네스가 호출되고 필요한 순서로 연결됩니다.

전화하기에 너무 게으르거나 시간이 충분하지 않은 경우 묶음을 감기 전에 다른 색상으로 칠할 수 있습니다. 그것은 서로 다른 색상의 영구 마커 쌍으로 구입되며 페인트 용기의 내용물은 말 그대로 솔벤트로 씻어 낸 다음 묶음은 놓은 직후이 페인트로 덮여 있습니다. 페인트가 단단히 고정되지는 않지만 번들의 외부 와이어를 닦아낸 후에도 번들 내부의 페인트를 볼 수 있습니다.
몇 가지 방법으로 보드의 권선 부품을 고정할 수 있으며, 이는 권선 부품뿐만 아니라 지속적인 흔들림으로 인한 높은 전해질도 다리와 분리될 수 있습니다. 그래서 다 붙어있습니다. 폴리우레탄 접착제를 사용하거나 자동차용 그라우트를 사용하거나 동일한 반중력을 사용할 수 있습니다. 후자의 매력은 필요한 경우 무언가를 분해하기 위해 시큼하게 만들 수 있다는 사실에 있습니다. 솔벤트 647을 충분히 적신 헝겊을 그 위에 놓고 비닐 봉지에 모두 넣고 5 ~ 6 시간을 기다리십시오. 솔벤트 증기의 자갈 방지제는 부드러워지고 상대적으로 제거하기 쉽습니다.
이것이 자동차 변환기의 전부입니다. 네트워크 변환기로 넘어 갑시다.
똑똑해지고 싶은 지칠 줄 모르는 욕망을 가진 사람들을 위해 내가 말했지만 아무것도 모으지 않았다고 바로 대답하겠습니다-실제로 내 경험을 공유하고 변환기를 조립했다고 자랑하지 않습니다 작동합니다. 프레임에서 번쩍이는 것은 최종 측정을 통과하지 못한 성공적인 옵션이 아니거나 분해를 위해 이동한 프로토타입이었습니다. 나는 주문할 개별 장치의 제조에 관여하지 않으며 그렇게한다면 먼저 회로 또는 물질적 측면에서 개인적으로 흥미로울 것입니다. 그러나 여기서는 매우 관심이 있어야 할 것입니다.

가장 중요한 것만.
공급 전압 8-35v(40v까지 가능할 것 같지만 테스트하지는 않음)
1행정 및 2행정 모드에서 작업할 수 있습니다.

단일 주기 모드의 경우 최대 펄스 지속 시간은 96%(불감 시간 4% 이상)입니다.
2행정 버전의 경우 데드 타임의 지속 시간은 4% 미만일 수 없습니다.
4번핀에 0~3.3v의 전압을 인가하여 불감시간을 조절할 수 있습니다. 그리고 부드러운 시작을 수행하십시오.
내장된 안정화된 기준 전압 소스 5V 및 최대 10mA의 전류가 있습니다.
낮은 공급 전압에 대한 보호 기능이 내장되어 5.5 ... 7V(대부분 6.4V) 미만에서 꺼집니다. 문제는 이 전압에서 MOSFET이 이미 선형 모드로 들어가 소손된다는 것입니다.
키로 Rt 출력(6), 기준 전압 출력(14) 또는 Ct 출력(5)을 접지로 닫아 미세 회로 생성기를 끌 수 있습니다.

작동 주파수 1…300kHz.

게인 Ku=70..95dB의 내장형 "오류" 연산 증폭기 2개. 입력 - 출력(1); (2) 및 (15); (16). 증폭기의 출력은 OR 요소와 결합되므로 전압이 더 큰 출력의 출력이 펄스 지속 시간을 제어합니다. 비교기의 입력 중 하나는 일반적으로 기준 전압 (14)에 연결되고 두 번째는 있어야 할 곳 ... 증폭기 내부의 신호 지연은 400ns이며 한 사이클 내에서 작동하도록 설계되지 않았습니다.

평균 전류가 200mA 인 미세 회로의 출력 단계는 강력한 MOSFET 게이트의 입력 커패시턴스를 빠르게 충전하지만 방전을 제공하지는 않습니다. 합리적인 시간 내에. 이와 관련하여 외부 드라이버가 필요합니다.

출력(5) 커패시터 C2 및 출력(6) 저항 R3; R4 - 미세 회로의 내부 발진기 주파수를 설정합니다. 푸시 풀 모드에서는 2로 나눌 수 있습니다.

입력 펄스에 의해 트리거링되는 동기화 가능성이 있습니다.

조정 가능한 주파수 및 듀티 사이클이 있는 단일 사이클 발전기
조정 가능한 주파수 및 듀티 사이클(펄스 지속 시간 대 일시 중지 지속 시간의 비율)이 있는 단일 사이클 발생기. 단일 트랜지스터 출력 드라이버로. 이 모드는 핀 13이 공통 전원 버스에 연결된 경우 구현됩니다.

계획 (1)

마이크로 회로에는 두 개의 출력 단계가 있으며이 경우 위상이 동일하므로 출력 전류를 높이기 위해 병렬로 연결할 수 있습니다 ... 또는 포함되지 않음 ... (다이어그램의 녹색) 또한 저항 R7은 항상 설정합니다.

연산 증폭기로 저항 R10 양단의 전압을 측정하면 출력 전류를 제한할 수 있습니다. 기준 전압은 분배기 R5에 의해 두 번째 입력에 공급됩니다. R6. R10이 가열될 것이라는 것을 잘 알고 있습니다.

체인 C6; (3) 다리의 R11은 안정성을 높이기 위해 데이터시트에 나와 있지만 R11 없이도 작동합니다. 트랜지스터는 npn 구조를 취할 수 있습니다.

계획 (2)

계획 (3)

조정 가능한 주파수 및 듀티 사이클이 있는 단일 사이클 발생기. 2개의 트랜지스터 출력 드라이버 포함(상보 팔로워).
무엇을 말할 수 있습니까? 신호 형태가 더 좋고, 스위칭 순간에 과도 프로세스가 감소하고, 부하 용량이 더 높고, 열 손실이 더 적습니다. 이것은 주관적인 의견 일 수 있지만. 하지만. 이제 저는 두 개의 트랜지스터 드라이버만 사용합니다. 예, 게이트 회로의 저항은 스위칭 과도 현상의 속도를 제한합니다.

계획 (4)

여기에는 전압 조절 및 전류 제한 기능이 있는 일반적인 부스트(부스트) 조절식 단일 종단 변환기의 다이어그램이 있습니다.

계획이 작동하고 여러 버전으로 이동했습니다. 출력 전압은 저항 R7의 저항에 따라 코일 L1의 회전 수에 따라 달라집니다. R10; 조정 중에 선택되는 R11 ... 코일 자체는 무엇이든 감을 수 있습니다. 크기 - 전원에 따라 다름. 링, W-코어, 심지어 로드에만 있습니다. 그러나 포화 상태에 빠지면 안됩니다. 따라서 링이 페라이트로 만들어진 경우 간격을 두고 자르고 붙일 필요가 있습니다. 컴퓨터 전원 공급 장치의 큰 링은 잘 작동하며 절단 할 필요가 없으며 "스프레이 철"로 만들어졌으며 이미 간격이 있습니다. 코어가 Ш 모양인 경우 비자성 갭을 설정하고 평균 코어가 짧습니다. 이미 갭이 있습니다. 요컨대 두꺼운 구리 또는 장착 와이어 (전원에 따라 0.5-1.0mm)로 감고 회전 수는 10 이상입니다 (원하는 전압에 따라 다름). 계획된 저전력 전압에 부하를 연결합니다. 우리는 강력한 램프를 통해 창조물을 배터리에 연결합니다. 램프가 완전히 켜지지 않으면 전압계와 오실로스코프를 사용합니다 ...

저항 R7을 선택합니다. R10; R11 및 코일 L1의 회전 수는 부하에서 의도한 전압을 달성합니다.

인덕터 Dr1 - 5 ... 모든 코어에 두꺼운 와이어로 10 회전. L1과 Dr1이 같은 코어에 감긴 옵션도 보았습니다. 직접 확인하지 않았습니다.

계획 (5)

예를 들어 자동차 배터리로 노트북을 충전하는 데 사용할 수 있는 실제 부스트 컨버터 회로이기도 합니다. 입력 (15), (16)의 비교기는 "기증자"배터리의 전압을 모니터링하고 전압이 선택한 임계 값 아래로 떨어지면 변환기를 끕니다.

사슬 C8; R12; VD2 - 이른바 Snubber는 유도성 서지를 억제하도록 설계되었습니다. 예를 들어 IRF3205는 저전압 MOSFET을 절약합니다. 실수하지 않으면 (드레인 - 소스) 최대 50v를 견딜 수 있습니다. 그러나 효율성이 크게 떨어집니다. 다이오드와 저항 모두 적당히 가열됩니다. 이것은 신뢰성을 증가시킵니다. 일부 모드(회로)에서는 그것 없이는 강력한 트랜지스터가 즉시 소손됩니다. 그리고 때로는이 모든 것 없이도 작동합니다 ... 오실로스코프를 봐야합니다 ...

계획 (6)

2행정 마스터 제너레이터.
다양한 실행 및 조정 옵션.
언뜻보기에 매우 다양한 전환 체계가 훨씬 더 적은 수의 실제로 작동하는 체계로 귀결됩니다. "교활한"체계를 볼 때 일반적으로 가장 먼저하는 일은 일반적인 표준으로 다시 그리는 것입니다. 예전에는 GOST라고 불렀습니다. 이제 그리는 방법이 명확하지 않아 인식하기가 매우 어렵습니다. 그리고 실수를 숨깁니다. 일부러 그런 경우가 많은 것 같아요.
하프 브리지 또는 브리지용 마스터 오실레이터. 이것은 가장 간단한 발생기입니다.펄스 지속 시간과 주파수는 수동으로 조정됩니다. (3) 다리의 옵토커플러도 지속 시간을 조정할 수 있지만 조정이 매우 날카롭습니다. 나는 마이크로 회로의 작동을 방해했습니다. 일부 "명사"는 (3) 출력으로 제어하는 것이 불가능하고 마이크로 회로가 소손 될 것이라고 말하지만 내 경험에 따르면이 솔루션의 효율성이 확인되었습니다. 그건 그렇고, 그것은 용접 인버터에서 성공적으로 사용되었습니다.

니콜라이 페트루쇼프

TL494, 이것은 어떤 종류의 "짐승"입니까?

TL494(Texas Instruments)는 다양한 가전 제품의 컴퓨터 전원 공급 장치 및 전원 부품의 대부분을 기반으로 하는 가장 일반적인 PWM 컨트롤러일 것입니다.
이제이 마이크로 회로는 스위칭 전원 공급 장치 구성과 관련된 라디오 아마추어들 사이에서 매우 인기가 있습니다. 이 마이크로 회로의 국내 아날로그는 M1114EU4 (KR1114EU4)입니다. 또한 다양한 외국 회사에서 이 마이크로 회로를 다른 이름으로 생산합니다. 예를 들어 IR3M02(샤프), KA7500(삼성), MB3759(Fujitsu). 모두 같은 칩입니다.
그녀의 나이는 TL431보다 훨씬 어리다. 90년대 후반에서 2000년대 초반에 Texas Instruments에서 생산하기 시작했습니다.
그것이 무엇이며 어떤 종류의 "짐승"인지 함께 알아 봅시다. TL494 칩(Texas Instruments)을 고려해 보겠습니다.

그럼, 안에 무엇이 있는지 살펴보는 것부터 시작하겠습니다.

화합물.

다음이 포함되어 있습니다.
- 톱니파 전압 발생기(GPN);
- 불감 시간 조정 비교기(DA1)
- PWM 조정 비교기(DA2);
- 주로 전압에 사용되는 오차 증폭기 1(DA3);
- 오류 증폭기 2(DA4), 전류 제한 신호에 주로 사용됨
- 외부 출력(14)과 함께 5V에서 안정적인 기준 전압 소스(ION);
- 출력 스테이지의 제어 회로.

그런 다음 물론 모든 구성 요소를 고려하고이 모든 것이 무엇이며 어떻게 작동하는지 파악하려고 노력할 것입니다. 그러나 먼저 작동 매개 변수 (특성)를 제공해야합니다.

옵션	최소	최대	단위 변화
V CC 공급 전압	7	40	안에
V I 증폭기 입력 전압	-0,3	VCC-2	안에
V O 컬렉터 전압		40	안에
콜렉터 전류(각 트랜지스터)		200	엄마
피드백 전류		0,3	엄마
f OSC 발진기 주파수	1	300	kHz
CT 교류 발전기 커패시터	0,47	10000	nF
R T 발전기 저항 저항	1,8	500	k옴
T A 작동 온도 TL494C TL494I	0	70	°C
T A 작동 온도 TL494C TL494I	-40	85	°C

그 제한적 특성은 다음과 같습니다.

전원 전압................................................ .....41V

증폭기 입력 전압..................................(Vcc+0.3)V

컬렉터 출력 전압..............................41V

콜렉터 출력 전류........................................................... .....250mA

연속 모드에서 총 전력 손실....1W

미세 회로 핀의 위치와 목적.

결론 1

이것은 오류 증폭기 1의 비반전(양) 입력입니다.
입력 전압이 핀 2의 전압보다 낮으면 이 오류 증폭기 1의 출력에 전압이 없으며(출력이 낮음) 폭(듀티 사이클)에 영향을 미치지 않습니다. 출력 펄스의.
이 핀의 전압이 핀 2보다 높으면 이 증폭기 1의 출력에 전압이 나타나고(앰프 1의 출력은 하이 레벨을 가짐) 출력 펄스의 폭(듀티 사이클)이 감소합니다. 많을수록 이 앰프의 출력 전압이 높아집니다(최대 3.3볼트).

결론 2

이것은 오류 증폭기 1의 반전(음수) 입력입니다.
이 핀의 입력 전압이 핀 1보다 높으면 증폭기 출력에 전압 오류가 없으며(출력이 낮음) 출력 펄스의 폭(듀티 사이클)에 영향을 미치지 않습니다.
이 핀의 전압이 핀 1보다 낮으면 증폭기의 출력이 높아집니다.

오류 증폭기는 DC 전압에 대해 대략 70..95dB(350kHz의 주파수에서 Ku = 1)의 이득을 갖는 기존 연산 증폭기입니다. 연산 증폭기의 입력 전압 범위는 -0.3V에서 공급 전압 마이너스 2V까지 확장됩니다. 즉, 최대 입력 전압은 공급 전압보다 최소 2볼트 낮아야 합니다.

결론 3

다이오드(OR 회로)를 통해 이 출력에 연결된 오류 증폭기 1 및 2의 출력입니다. 증폭기 출력의 전압이 낮음에서 높음으로 변경되면 핀 3에서도 높아집니다.
이 핀의 전압이 3.3V를 초과하면 마이크로 회로 출력의 펄스가 사라집니다(듀티 사이클 0).
이 핀의 전압이 0V에 가까우면 출력 펄스(듀티 사이클)의 지속 시간이 최대가 됩니다.

핀 3은 일반적으로 증폭기에 피드백을 제공하는 데 사용되지만 필요한 경우 핀 3을 입력으로 사용하여 펄스 폭 변화를 제공할 수도 있습니다.
전압이 높으면(> ~ 3.5V) MS 출력에 펄스가 없습니다. 어떤 상황에서도 전원 공급 장치가 시작되지 않습니다.

결론 4

"불감" 시간의 변경 범위를 제어합니다(eng. Dead-Time Control). 원칙적으로 이것은 동일한 듀티 사이클입니다.
전압이 0V에 가까우면 미세 회로의 출력은 가능한 최소 펄스 폭과 최대 펄스 폭을 모두 가지며 다른 입력 신호(오류 증폭기, 핀 3)로 각각 설정할 수 있습니다.
이 핀의 전압이 약 1.5V이면 출력 펄스의 폭은 최대 폭의 50% 영역에 있게 됩니다.
이 핀의 전압이 3.3V를 초과하면 MS 출력에 펄스가 없습니다. 어떤 상황에서도 전원 공급 장치가 시작되지 않습니다.
그러나 "데드" 시간이 증가하면 PWM 조정 범위가 감소한다는 사실을 잊지 마십시오.

핀 4에서 전압을 변경하여 "데드" 시간(R-R 분배기)의 고정 폭을 설정하고 PSU에서 소프트 스타트 모드를 구현할 수 있습니다( RC 체인), MS(키)의 원격 종료를 제공하고 이 출력을 선형 제어 입력으로 사용할 수도 있습니다.

(모르는 사람들을 위해) "죽은" 시간이 무엇이고 그것이 무엇을 위한 것인지 생각해 봅시다.
푸시 풀 전원 공급 장치 회로가 작동 중일 때 마이크로 회로의 출력에서 출력 트랜지스터의베이스 (게이트)로 펄스가 번갈아 공급됩니다. 모든 트랜지스터는 관성 소자이기 때문에 출력 트랜지스터의 베이스(게이트)에서 신호가 제거(인가)될 때 순간적으로 닫히지(열리지) 않습니다. 그리고 "데드"시간없이 출력 트랜지스터에 펄스가 적용되면 (즉, 하나에서 펄스가 제거되고 즉시 두 번째에 적용됨) 한 트랜지스터가 닫힐 시간이없고 두 번째 트랜지스터가 이미 열었습니다. 그러면 전체 전류(전류를 통해 호출됨)가 부하(변압기 권선)를 우회하는 두 개의 개방형 트랜지스터를 통해 흐르고 아무 것도 제한하지 않으므로 출력 트랜지스터가 즉시 실패합니다.
이를 방지하려면 하나의 펄스가 끝난 후 다음 펄스가 시작되기 전에 필요합니다. 제어 신호가 제거 된 입력에서 출력 트랜지스터를 안정적으로 닫기에 충분한 특정 시간이 지났습니다.
이 시간을 "죽은" 시간이라고 합니다.

예, 미세 회로의 구성으로 그림을 보더라도 핀 4가 0.1-0.12V의 전압 소스를 통해 데드 타임 조정 비교기 (DA1)의 입력에 연결되어 있음을 알 수 있습니다. 왜 그렇게됩니까?
이는 출력(출력) 트랜지스터의 안전한 작동을 보장하기 위해 출력 펄스의 최대 폭(듀티 사이클)이 100%가 되지 않도록 하기 위한 것입니다.
즉, 공통 와이어에 핀 4를 "넣으면"비교기 DA1의 입력에는 여전히 0 전압이 없지만이 값 (0.1-0.12V)의 전압과 펄스가 있습니다. 톱니파 전압 발생기(GPN)는 핀 5의 진폭이 이 전압을 초과하는 경우에만 미세 회로의 출력에 나타납니다. 즉, 마이크로 회로는 출력 단계의 단일 사이클 작동의 경우 95-96%를 초과하지 않는 출력 펄스의 고정된 최대 듀티 사이클 임계값을 가지며 출력의 2사이클 작동의 경우 47.5-48%를 초과하지 않습니다. 단계.

결론 5

이것은 GPN의 출력이며 시간 설정 커패시터 Ct를 연결하도록 설계되었으며 두 번째 끝은 공통 와이어에 연결됩니다. 커패시턴스는 일반적으로 PWM 컨트롤러의 FPG 펄스 출력 주파수에 따라 0.01μF에서 0.1μF 사이에서 선택됩니다. 일반적으로 여기에는 고품질 커패시터가 사용됩니다.
GPN의 출력 주파수는 이 핀에서 제어할 수 있습니다. 발전기의 출력 전압 범위(출력 펄스의 진폭)는 3볼트 영역 어딘가에 있습니다.

결론 6

또한 시간 설정 저항 Rt를 연결하도록 설계된 GPN의 출력이며 두 번째 끝은 공통 와이어에 연결됩니다.
Rt 및 Ct 값은 GPN의 출력 주파수를 결정하며 단일 사이클 작동 공식으로 계산됩니다.

푸시 풀 작동 모드의 경우 공식은 다음과 같은 형식입니다.

다른 회사의 PWM 컨트롤러의 경우 숫자 1을 1.1로 변경해야 한다는 점을 제외하면 동일한 공식을 사용하여 주파수를 계산합니다.

결론 7

PWM 컨트롤러에 있는 장치 회로의 공통 와이어에 연결됩니다.

결론 8

마이크로 회로에는 출력 키인 두 개의 출력 트랜지스터가 있는 출력 단계가 있습니다. 이 트랜지스터의 컬렉터 및 이미 터 단자는 무료이므로 필요에 따라 공통 이미 터 및 공통 컬렉터와 함께 작동하도록 회로에 이러한 트랜지스터를 포함시킬 수 있습니다.
핀 13의 전압에 따라 이 출력 스테이지는 푸시-풀 및 단일 사이클 작동 모두에서 작동할 수 있습니다. 단일 사이클 작동에서 이러한 트랜지스터는 일반적으로 수행되는 부하 전류를 증가시키기 위해 병렬로 연결될 수 있습니다.
따라서 핀 8은 트랜지스터 1의 콜렉터 핀입니다.

결론 9

이것은 트랜지스터 1의 이미 터 단자입니다.

결론 10

이것은 트랜지스터 2의 이미 터 단자입니다.

결론 11

이것은 트랜지스터 2의 컬렉터입니다.

결론 12

TL494CN 전원 공급 장치의 "플러스"가 이 핀에 연결됩니다.

결론 13

출력단의 동작 모드를 선택하기 위한 출력입니다. 이 핀이 접지에 연결되면 출력 단계는 단일 종단 모드에서 작동합니다. 트랜지스터 스위치 출력의 출력 신호는 동일합니다.
이 핀에 +5V의 전압을 적용하면(핀 13과 14를 서로 연결) 출력 키가 푸시풀 모드에서 작동합니다. 트랜지스터 스위치 단자의 출력 신호는 위상이 다르고 출력 펄스의 주파수는 절반입니다.

결론 14

이것은 안정기의 출력입니다. 그리고원천 에 대한포르노 시간전압(ION), +5 V의 출력 전압 및 최대 10 mA의 출력 전류로 오류 증폭기에서 비교 및 기타 목적을 위한 기준으로 사용할 수 있습니다.

결론 15

핀 2와 똑같이 작동합니다. 두 번째 오류 증폭기를 사용하지 않는 경우 핀 15는 단순히 핀 14(+5V 기준)에 연결됩니다.

결론 16

핀 1과 같은 방식으로 작동합니다. 두 번째 오류 증폭기를 사용하지 않으면 일반적으로 공통 와이어(핀 7)에 연결됩니다.
핀 15는 +5V에 연결되고 핀 16은 접지에 연결되어 있으므로 두 번째 증폭기의 출력 전압이 없으므로 칩 작동에 영향을 미치지 않습니다.

마이크로 회로의 작동 원리.

그렇다면 TL494 PWM 컨트롤러는 어떻게 작동합니까?
위에서 우리는 이 마이크로 회로의 핀의 목적과 그들이 수행하는 기능을 자세히 조사했습니다.
이 모든 것을 신중하게 분석하면 이 모든 것에서 이 칩이 어떻게 작동하는지 분명해집니다. 그러나 다시 한 번 작동 원리를 아주 간략하게 설명하겠습니다.

마이크로 회로가 일반적으로 켜지고 전원이 공급되면 (핀 7에 마이너스, 핀 12에 플러스) GPN은 약 3V의 진폭을 가진 톱니파 펄스를 생성하기 시작하며 그 주파수는 연결된 C에 따라 달라집니다. R을 마이크로 회로의 핀 5와 6에 연결합니다.
제어 신호(핀 3 및 4)의 값이 3V 미만이면 마이크로 회로의 출력 키에 직사각형 펄스가 나타나며 폭(듀티 사이클)은 핀의 제어 신호 값에 따라 달라집니다. 3과 4.
즉, 마이크로 회로는 커패시터 Ct (C1)의 양의 톱니파 전압을 두 제어 신호 중 하나와 비교합니다.
출력 트랜지스터 VT1 및 VT2를 제어하기 위한 논리 회로는 톱니파 펄스의 전압이 제어 신호보다 높을 때만 개방됩니다. 그리고 이 차이가 클수록 출력 펄스가 더 넓어집니다(더 많은 듀티 사이클).
핀 3의 제어 전압은 차례로 PSU의 출력 전압과 출력 전류를 제어할 수 있는 연산 증폭기(오류 증폭기)의 입력 신호에 따라 달라집니다.

따라서 제어 신호 값의 증가 또는 감소는 각각 미세 회로의 출력에서 전압 펄스의 폭을 선형 감소 또는 증가시킵니다.
제어 신호로는 위에서 언급한 바와 같이 핀 4(데드 타임 제어)의 전압, 오류 증폭기의 입력 또는 핀 3에서 직접 입력되는 피드백 신호를 사용할 수 있습니다.

그들이 말했듯이 이론은 이론이지만 실제로이 모든 것을보고 "느끼는"것이 훨씬 나을 것이므로 브레드 보드에서 다음 회로도를 조립하고 모든 것이 어떻게 작동하는지 직접 살펴 보겠습니다.

가장 간단하고 빠른 길- 모두 함께 브레드보드에 올려놓습니다. 예, KA7500 칩을 설치했습니다. 마이크로 회로의 출력 "13"을 공통 와이어에 넣습니다. 즉, 출력 키가 단일 사이클 모드에서 작동하고 (트랜지스터의 신호가 동일함) 출력 펄스의 반복 속도가 일치합니다 GPN의 톱니파 전압의 주파수에.

오실로스코프를 다음 테스트 지점에 연결했습니다.
- 핀 "4"에 대한 첫 번째 빔은 이 핀의 DC 전압을 제어합니다. 제로 라인의 화면 중앙에 위치합니다. 감도 - 구간당 1볼트;
- 출력 "5"에 대한 두 번째 빔은 GPN의 톱니파 전압을 제어합니다. 또한 오실로스코프 중앙의 제로 라인(두 빔이 결합됨)에 있으며 감도는 동일합니다.
- 마이크로 회로의 출력에서 \u200b\u200b펄스를 제어하기 위해 출력 "9"에 대한 마이크로 회로의 출력에 대한 세 번째 빔. 빔의 감도는 구간당 5볼트(0.5볼트에 10분할을 더한 값)입니다. 오실로스코프 화면 하단에 있습니다.

마이크로 회로의 출력 키가 공통 수집기에 연결되어 있다는 것을 잊었습니다. 즉, 이미 터 팔로워 방식에 따라. 왜 리피터인가? 트랜지스터 이미 터의 신호는 기본 신호를 정확히 반복하므로 모든 것을 명확하게 볼 수 있습니다.
트랜지스터의 컬렉터에서 신호를 제거하면 기본 신호에 대해 반전(반전)됩니다.
우리는 마이크로 회로에 전원을 공급하고 출력에 무엇이 있는지 확인합니다.

네 번째 다리에는 0이 있고(트리머 슬라이더가 가장 낮은 위치에 있음) 첫 번째 빔은 화면 중앙의 0선에 있습니다. 오류 증폭기도 작동하지 않습니다.
다섯 번째 다리에서 진폭이 3볼트보다 약간 큰 GPN(두 번째 빔)의 톱니파 전압을 볼 수 있습니다.
미세 회로(핀 9)의 출력에서 진폭이 약 15볼트이고 최대 폭(96%)인 직사각형 펄스를 볼 수 있습니다. 화면 하단의 점은 고정 듀티 사이클 임계값일 뿐입니다. 더 잘 보이도록 오실로스코프에서 스트레치를 켭니다.

이제 더 잘 볼 수 있습니다. 이것은 펄스 진폭이 0으로 떨어지고 출력 트랜지스터가 이 짧은 시간 동안 닫히는 정확한 시간입니다. 화면 하단에서 이 빔의 제로 레벨.
글쎄, 핀 4에 전압을 추가하고 우리가 얻는 것을 봅시다.

트리머 저항이 있는 핀 "4"에서 1볼트의 정전압을 설정했고 첫 번째 빔은 한 구간씩 상승했습니다(오실로스코프 화면의 직선). 무엇을 볼 수 있습니까? 데드타임이 늘었다(듀티 사이클이 줄었다), 화면 하단에 점선이다. 즉, 출력 트랜지스터는 펄스 자체 지속 시간의 약 절반 동안 잠시 동안 닫힙니다.
미세 회로의 핀 "4"에 튜닝 저항을 사용하여 볼트를 하나 더 추가해 봅시다.

첫 번째 빔이 한 단계 위로 올라가고 출력 펄스의 지속 시간이 훨씬 짧아지고(전체 펄스 지속 시간의 1/3) 데드 타임(출력 트랜지스터의 폐쇄 시간)이 2/3. 즉, 마이크로 회로의 논리는 GPN 신호의 레벨과 제어 신호의 레벨을 비교하고 레벨이 제어 신호보다 높은 GPN 신호만 출력에 전달한다는 것을 분명히 알 수 있습니다.

더 명확하게하기 위해 미세 회로의 출력 펄스의 지속 시간 (폭)은 제어 신호의 레벨보다 높은 톱니파 전압 출력 펄스의 지속 시간 (폭)과 동일합니다 (위의 직선 위) 오실로스코프 화면).

계속해서 마이크로 회로의 핀 "4"에 또 다른 볼트를 추가하십시오. 무엇을 볼 수 있습니까? 미세 회로의 출력에서 매우 짧은 펄스는 톱니파 전압 상단의 직선 위로 튀어 나온 펄스와 폭이 거의 같습니다. 맥박이 더 잘 보이도록 오실로스코프의 스트레치를 켭니다.

여기에서 출력 트랜지스터가 열리고 나머지 시간(화면의 맨 아래 줄)이 닫히는 짧은 펄스를 볼 수 있습니다.
글쎄, 핀 "4"의 전압을 더 높여 봅시다. GPN의 톱니파 전압 수준보다 높은 트리머 저항을 사용하여 출력에서 전압을 설정합니다.

출력이 완전히 "평온"하기 때문에 PSU가 우리를 위해 작동을 멈출 것입니다. 제어 핀 "4"에는 3.3V 이상의 일정한 전압 레벨이 있기 때문에 출력 펄스가 없습니다.
제어 신호를 핀 "3"에 적용하거나 일종의 오류 증폭기에 적용하면 절대적으로 같은 일이 발생합니다. 관심있으신 분들은 직접 확인해보실 수 있습니다. 또한 제어 신호가 모든 제어 출력에 즉시 있으면 미세 회로를 제어합니다(우세). 해당 제어 출력에서 진폭이 더 큰 신호가 발생합니다.

글쎄, 공통 와이어에서 출력 "13"을 분리하고 출력 "14"에 연결하십시오. 즉, 출력 키의 작동 모드를 단일 사이클에서 이중 사이클로 전환하십시오. 우리가 무엇을 할 수 있는지 봅시다.

트리머를 사용하여 핀 "4"의 전압을 다시 0으로 만듭니다. 전원을 켭니다. 무엇을 볼 수 있습니까?
마이크로 회로의 출력에는 최대 지속 시간의 직사각형 펄스도 있지만 반복률은 톱니파 펄스 주파수의 절반이되었습니다.
동일한 펄스가 마이크로 회로(핀 10)의 두 번째 키 트랜지스터에 있을 것이며 유일한 차이점은 이들에 대해 시간에 따라 180도 이동된다는 것입니다.
최대 듀티 사이클 임계값(2%)도 있습니다. 이제는 보이지 않으므로 오실로스코프의 4번째 빔을 연결하고 두 출력 신호를 함께 결합해야 합니다. 네 번째 프로브는 손에 닿지 않아서 수행하지 않았습니다. 원하는 사람은 직접 확인하여 확인하십시오.

이 모드에서 마이크로 회로는 단일 사이클 모드에서와 정확히 동일한 방식으로 작동하지만 여기에서 출력 펄스의 최대 지속 시간이 총 펄스 지속 시간의 48%를 초과하지 않는다는 점만 다릅니다.
따라서 우리는이 모드를 오랫동안 고려하지 않고 2 볼트의 핀 "4"에서 전압에서 어떤 종류의 펄스를 갖게 될지 확인합니다.

튜닝 저항으로 전압을 높입니다. 출력 펄스의 폭은 전체 펄스 지속 시간의 1/6로 감소했습니다. 즉, 출력 스위치의 단일 사이클 작동 모드에서 정확히 두 배입니다(1/3배).
두 번째 트랜지스터 (핀 10)의 출력에는 동일한 펄스가 있으며 시간이 180도 이동되었습니다.
음, 원칙적으로 PWM 컨트롤러의 작동을 분석했습니다.

결론 "4"에 대해 자세히 알아보십시오. 앞서 언급했듯이 이 핀은 전원 공급 장치를 "소프트" 시작하는 데 사용할 수 있습니다. 그것을 구성하는 방법?
매우 간단합니다. 이렇게 하려면 출력 "4" RC 체인에 연결합니다. 다음은 다이어그램 조각의 예입니다.

여기서 "소프트 스타트"는 어떻게 작동합니까? 다이어그램을 살펴보겠습니다. 커패시터 C1은 저항 R5를 통해 ION(+5볼트)에 연결됩니다.
마이크로 회로(핀 12)에 전원이 공급되면 핀 14에 +5V가 나타납니다. 커패시터 C1이 충전되기 시작합니다. 커패시터의 충전 전류는 저항 R5를 통해 흐르고, 켜는 순간 최대 (커패시터 방전)이고 저항에서 5V의 전압 강하가 발생하여 출력 "4"에 적용됩니다. 경험을 통해 이미 알고 있듯이 이 전압은 마이크로 회로의 출력으로의 펄스 통과를 금지합니다.
커패시터가 충전됨에 따라 충전 전류가 감소하고 이에 따라 저항 양단의 전압 강하도 감소합니다. 핀 "4"의 전압도 감소하고 마이크로 회로의 출력에 펄스가 나타나기 시작하며 지속 시간은 점차 증가합니다 (커패시터가 충전됨에 따라). 커패시터가 완전히 충전되면 충전 전류가 멈추고 핀 "4"의 전압이 0에 가까워지고 핀 "4"가 더 이상 출력 펄스 지속 시간에 영향을 미치지 않습니다. 전원 공급 장치가 작동 모드로 들어갑니다.
당연히 PSU의 시작 시간 (작동 모드로의 출력)은 저항과 커패시터의 값에 따라 달라지며이를 선택하면이 시간을 조정할 수 있습니다.

글쎄, 이것은 간략하게 전체 이론과 실습이며 여기에는 특별히 복잡한 것이 없으며이 PWM의 작동을 이해하고 이해하면 다른 PWM의 작업을 이해하고 이해하는 것이 어렵지 않을 것입니다.

행운을 빕니다.

가장 중요한 것만.
공급 전압 8-35v(40v까지 가능할 것 같지만 테스트하지는 않음)
1행정 및 2행정 모드에서 작업할 수 있습니다.

작동 주파수 1…300kHz.

출력(5) 커패시터 C2 및 출력(6) 저항 R3; R4 - 미세 회로의 내부 발진기 주파수를 설정합니다. 푸시 풀 모드에서는 2로 나눌 수 있습니다.

입력 펄스에 의해 트리거링되는 동기화 가능성이 있습니다.

계획 (1)

체인 C6; (3) 다리의 R11은 안정성을 높이기 위해 데이터시트에 나와 있지만 R11 없이도 작동합니다. 트랜지스터는 npn 구조를 취할 수 있습니다.

계획 (2)

계획 (3)

계획 (4)

여기에는 전압 조절 및 전류 제한 기능이 있는 일반적인 부스트(부스트) 조절식 단일 종단 변환기의 다이어그램이 있습니다.

저항 R7을 선택합니다. R10; R11 및 코일 L1의 회전 수는 부하에서 의도한 전압을 달성합니다.

인덕터 Dr1 - 5 ... 모든 코어에 두꺼운 와이어로 10 회전. L1과 Dr1이 같은 코어에 감긴 옵션도 보았습니다. 직접 확인하지 않았습니다.

계획 (5)

계획 (6)

TL494 및 IR2110의 스위치 전원 공급 장치

대부분의 자동차 및 네트워크 전압 변환기는 특수 TL494 컨트롤러를 기반으로 하며 이것이 주요 컨트롤러이기 때문에 작동 원리에 대해 간략하게 설명하지 않는 것은 불공평합니다.
TL494 컨트롤러는 DIP16 플라스틱 케이스입니다(평면 케이스에 옵션이 있지만 이 디자인에서는 사용되지 않음). 컨트롤러의 기능 다이어그램은 그림 1에 나와 있습니다.

그림 1 - TL494 칩의 블록 다이어그램.

그림에서 볼 수 있듯이 TL494 마이크로 회로는 거의 모든 요구 사항을 기반으로 변환기를 구축할 수 있는 매우 발전된 제어 회로를 가지고 있지만 먼저 컨트롤러의 기능 단위에 대한 몇 마디입니다.
ION 및 저전압 보호 회로. 전원 공급 장치가 5.5..7.0V(일반적인 값 6.4V)의 임계값에 도달하면 회로가 켜집니다. 지금까지 내부 제어 버스는 발전기의 작동과 회로의 논리 부분을 비활성화합니다. +15V 공급 전압(출력 트랜지스터 비활성화)에서 무부하 전류는 10mA 이하입니다. ION +5V(+4.75..+5.25V, +/- 25mV보다 나쁘지 않은 출력 안정화)는 최대 10mA의 유출 전류를 제공합니다. npn-emitter follower(TI 페이지 19-20 참조)를 사용하여 ION만 증폭할 수 있지만 이러한 "안정기"의 출력 전압은 부하 전류에 크게 의존합니다.
발전기타이밍 커패시터 Ct(핀 5)에서 TL494 Texas Instruments의 경우 0..+3.0V(ION에 의해 설정된 진폭) 및 TL494 Motorola의 경우 0...+2.8V의 톱니파 전압을 생성합니다(다른 제품에서 무엇을 기대할 수 있습니까?). , 각각 TI F =1.0/(RtCt), Motorola F=1.1/(RtCt)에 대해.
허용 작동 주파수 권장 범위는 Rt = 1...500kΩ, Ct=470pF...10uF입니다. 이 경우 주파수의 일반적인 온도 드리프트는 (당연히 부착된 부품의 드리프트를 고려하지 않고) +/-3%이며 공급 전압에 따른 주파수 드리프트는 전체 허용 범위에서 0.1% 이내입니다. .
원격 종료용 생성기에서 외부 키를 사용하여 ION의 출력에 대한 입력 Rt(6)를 닫거나 Ct를 접지에 닫을 수 있습니다. 물론 Rt, Ct를 선택할 때 오픈 스위치의 누설 저항을 고려해야 합니다.
휴식 위상 제어 입력 (듀티 사이클)은 나머지 위상 비교기를 통해 회로 암의 펄스 사이에 필요한 최소 일시 중지를 설정합니다. 이는 IC 외부의 전원 단계에서 흐르는 전류를 방지하고 트리거의 안정적인 작동을 위해 필요합니다. TL494의 디지털 부분 전환 시간은 200ns입니다. Ct의 톱이 제어 입력 4(DT)의 전압을 초과하면 출력 신호가 활성화됩니다. 제로 제어 전압에서 최대 150kHz의 클록 주파수에서 나머지 위상 = 주기의 3%(등가 제어 신호 오프셋 100..120mV), 고주파수에서 내장 보정은 나머지 위상을 200..로 확장합니다. 300ns.
DT 입력 회로를 사용하여 고정된 나머지 위상(R-R 분배기), 소프트 스타트 모드(R-C), 원격 종료(키)를 설정하고 DT를 선형 제어 입력으로 사용할 수도 있습니다. 입력 회로는 pnp 트랜지스터로 구성되어 있으므로 입력 전류(최대 1.0uA)가 IC에서 흘러나오고 IC로 흐르지 않습니다. 전류가 상당히 크기 때문에 고저항 저항기(100kOhm 이하)는 피해야 합니다. TL430(431) 3핀 제너 다이오드를 사용하는 서지 보호의 예는 TI, 23페이지를 참조하십시오.
오류 증폭기 - 사실, Ku=70..95dB DC 전압(초기 시리즈의 경우 60dB), Ku=1인 연산 증폭기는 350kHz에서. 입력 회로는 pnp 트랜지스터에 조립되어 있으므로 입력 전류(최대 1.0µA)가 IC에서 흐르고 IC로 흐르지 않습니다. 전류는 연산 증폭기에 대해 충분히 크고 바이어스 전압도(최대 10mV)이므로 제어 회로의 고저항 저항(100kOhm 이하)은 피해야 합니다. 그러나 pnp 입력을 사용하기 때문에 입력 전압 범위는 -0.3V ~ Vsupply-2V입니다.
RC 주파수 종속 OS를 사용할 때 증폭기의 출력은 실제로 단일 종단(직렬 다이오드!)이므로 커패시턴스를 충전하면(위로) 충전하고 아래로 내리면 시간이 오래 걸립니다. 퇴원하다. 이 출력의 전압은 0..+3.5V(발전기의 진폭보다 약간 더 높음) 범위에 있고 전압 계수는 급격히 떨어지고 출력에서 약 4.5V에서 증폭기가 포화됩니다. 마찬가지로 증폭기의 출력 회로(OS 루프)에는 저항이 낮은 저항을 피해야 합니다.
증폭기는 작동 주파수의 한 주기 내에서 작동하도록 설계되지 않았습니다. 400ns의 증폭기 내부 신호 전파 지연으로 인해 너무 느리고 트리거 제어 로직이 허용하지 않습니다(출력에 측면 펄스가 있음). 실제 PN 회로에서 OS 회로의 차단 주파수는 200-10000Hz 정도에서 선택됩니다.
트리거 및 출력 제어 로직 - 공급 전압이 7V 이상인 경우 발전기의 톱 전압이 제어 입력 DT보다 크고 톱 전압이 오류 증폭기보다 큰 경우(내장 임계값 및 오프셋) - 회로의 출력이 허용됩니다. 발전기가 최대에서 0으로 재설정되면 출력이 비활성화됩니다. 2상 출력 트리거는 주파수를 반으로 나눕니다. 입력 13(출력 모드)에서 논리 0을 사용하면 트리거 위상이 OR로 결합되고 두 출력에 동시에 공급되며 논리 1을 사용하면 각 출력에 개별적으로 역상으로 공급됩니다.
출력 트랜지스터 - 열 보호 기능이 내장된 npn Darlingtons(현재 보호 기능 없음). 따라서 컬렉터(보통 포지티브 버스에 닫혀 있음)와 에미터(부하에서) 사이의 최소 전압 강하는 1.5V(일반적으로 200mA에서)이며 공통 에미터 회로에서는 일반적으로 1.1V로 약간 더 좋습니다. 최대 출력 전류(오픈 트랜지스터 1개 포함)는 500mA로 제한되며 전체 크리스탈의 최대 전력은 1W입니다.
스위칭 전원 공급 장치는 경제적으로나 전반적으로 눈에 띄게 더 매력적으로 보이기 때문에 사운드 엔지니어링에서 전통적인 친척을 점차 대체하고 있습니다. 스위칭 전원 공급 장치가 증폭기의 왜곡, 즉 추가 배음의 출현에 기여하는 동일한 요소는 주로 두 가지 이유로 이미 관련성을 잃고 있습니다. 최신 요소 기반을 사용하면 변환 주파수가 40kHz보다 훨씬 높은 변환기를 설계할 수 있습니다. 따라서 전원 공급 장치에 의해 도입된 전원 공급 장치 변조는 초음파에 있습니다. 또한 더 높은 전원 주파수는 필터링하기가 훨씬 더 쉽고 전원 회로에 두 개의 L자형 LC 필터를 사용하면 이미 이러한 주파수에서 리플을 충분히 부드럽게 합니다.
물론,이 꿀 통의 연고에도 파리가 있습니다. 전력 증폭기의 일반적인 전원 공급 장치와 스위칭 전원 공급 장치의 가격 차이는이 장치의 전력이 증가함에 따라 더욱 눈에 띄게됩니다. 전원 공급 장치가 강력할수록 일반적인 제품에 비해 수익성이 높아집니다.
그게 다가 아닙니다. 스위칭 전원 공급 장치를 사용할 때 고주파 장치 장착 규칙, 즉 추가 스크린 사용, 전원 부품의 방열판에 공통 와이어 공급 및 올바른 배선을 준수해야 합니다. 차폐 브레이드 및 도체의 접지 및 연결.
파워 앰프용 스위칭 전원 공급 장치의 기능에 대한 약간의 서정적인 여담 후, 400W 전원 공급 장치의 실제 회로도는 다음과 같습니다.

그림 1. 회로도최대 400W의 전력 증폭기용 스위칭 전원 공급 장치
좋은 품질로 확대

이 전원 공급 장치의 제어 컨트롤러는 TL494입니다. 물론 이 작업을 위한 최신 IC가 더 많지만 우리는 두 가지 이유로 이 특정 컨트롤러를 사용합니다. 오랫동안 Texas Instruments에서 제조한 전원 공급 장치 TL494에서는 품질 문제가 발견되지 않았습니다. 오류 증폭기는 OOS에 의해 커버되므로 상당히 큰 계수를 달성할 수 있습니다. 안정화 (저항 R4 및 R6의 비율).
TL494 컨트롤러 다음에는 실제로 전력 트랜지스터의 게이트를 제어하는 하프 브리지 드라이버 IR2110이 있습니다. 드라이버를 사용하면 컴퓨터 전원 공급 장치에 널리 사용되는 정합 변압기를 버릴 수 있습니다. IR2110 드라이버는 R24-VD4 및 R25-VD5 체인을 통해 셔터에 로드되어 현장 작업자의 폐쇄를 가속화합니다.
전원 스위치 VT2 및 VT3은 전원 변압기의 1차 권선에서 작동합니다. 변압기의 1차 권선에서 교류 전압을 얻는 데 필요한 중간점은 요소 R30-C26 및 R31-C27에 의해 형성됩니다.
TL494의 스위칭 전원 공급 장치 알고리즘에 대한 몇 마디:
220V의 주전원 전압이 인가되는 순간 1차 전원 필터 C15 및 C16의 커패시턴스가 저항 R8 및 R11을 통해 감염되어 디올 브리지 VD가 완전히 방전된 단락 전류로 과부하되는 것을 허용하지 않습니다. C15 및 C16. 동시에 커패시터 C1, C3, C6, C19는 저항 R16, R18, R20 및 R22 라인, 7815 안정기 및 저항 R21을 통해 충전됩니다.
커패시터 C6의 전압이 12V에 도달하자마자 제너 다이오드 VD1이 "돌파"되고 전류가 흐르기 시작하여 커패시터 C18을 충전하고이 커패시터의 양극 단자가 열리기에 충분한 값에 도달하자마자 사이리스터 VS2가 열립니다. 이것은 릴레이 K1을 켜고 전류 제한 저항 R8 및 R11을 접점으로 션트합니다.또한 열린 사이리스터 VS2는 VT1 트랜지스터를 TL494 컨트롤러 및 IR2110 하프 브리지 드라이버로 엽니다. 컨트롤러는 R7 및 C13의 정격에 따라 기간이 달라지는 소프트 스타트 모드로 들어갑니다.
소프트 스타트 중에는 전력 트랜지스터를 여는 펄스의 지속 시간이 점진적으로 증가하여 보조 전력 커패시터를 점차적으로 충전하고 정류기 다이오드를 통과하는 전류를 제한합니다. 2차 전원이 옵토커플러 IC1의 LED를 켤 만큼 충분해질 때까지 지속 시간이 늘어납니다. 광커플러 LED의 밝기가 트랜지스터를 여는 데 충분해지면 펄스 지속 시간이 더 이상 증가하지 않습니다(그림 2).

그림 2. 소프트 스타트 모드.

여기에서 저항 R16, R18, R20, R22를 통과하는 전류가 TL494 컨트롤러, IR2110 드라이버 및 릴레이 권선에 전원을 공급하기에 충분하지 않기 때문에 소프트 스타트 지속 시간이 제한된다는 점에 유의해야 합니다. 이 미세 회로의 전압은 감소하기 시작하고 곧 TL494가 제어 펄스 생성을 중지하는 값으로 감소합니다. 그리고이 순간 직전에 TL494 컨트롤러와 IR2110 드라이버의 주 전원 공급 장치가 전원 변압기 (VD9, VD10-정류기 중간 지점, R23-C1-C3 - RC 필터 , IC3은 15V 안정기임) 따라서 커패시터 C1, C3, C6, C19의 정격이 높으므로 컨트롤러의 전원 공급 장치가 정상 작동으로 돌아갈 때까지 유지해야 합니다. .
TL494는 일정한 주파수에서 전력 트랜지스터의 제어 펄스 지속 시간을 변경하여 출력 전압을 안정화합니다. - Pulse Width Modulation - PWM. 이는 전력 변압기의 2차 전압 값이 스태빌라이저의 출력에서 요구되는 값보다 최소 30%, 최대 60% 높은 경우에만 가능합니다.

그림 3. PWM 스태빌라이저의 작동 원리.

부하가 증가함에 따라 출력 전압이 감소하기 시작하고 광 커플러 LED IC1이 덜 빛나기 시작하고 광 커플러 트랜지스터가 닫히고 오류 증폭기의 전압이 감소하여 유효 전압이 안정화 값에 도달 할 때까지 제어 펄스의 지속 시간이 증가합니다 (그림 3). 부하가 감소하면 전압이 증가하기 시작하고 옵토 커플러 IC1의 LED가 더 밝아지기 시작하여 출력 전압의 유효 값이 감소 할 때까지 트랜지스터를 열고 제어 펄스의 지속 시간을 줄입니다. 안정화된 값. 안정화된 전압의 값은 튜닝 저항 R26에 의해 조절됩니다.
TL494 컨트롤러는 출력 전압에 따라 각 펄스의 지속 시간을 조절하지 않고 평균값, 즉 측정 부분에 약간의 관성이 있습니다. 그러나 용량이 2200uF인 보조 전원 공급 장치에 커패시터를 설치해도 최대 단기 부하에서의 정전은 5%를 초과하지 않아 HI-FI 등급 장비에 상당히 적합합니다. 우리는 일반적으로 4700uF의 보조 전원 공급 장치에 커패시터를 배치하여 피크 값에 대한 확실한 마진을 제공하고 그룹 안정화 초크를 사용하면 4개의 출력 전원 전압을 모두 제어할 수 있습니다.
그만큼 임펄스 블록전원 공급 장치에는 과부하 보호 장치가 장착되어 있으며 측정 요소는 변류기 TV1입니다. 전류가 임계 값에 도달하자마자 사이리스터 VS1이 열리고 컨트롤러의 마지막 단계의 전원 공급 장치가 분로됩니다. 제어 펄스가 사라지고 전원 공급 장치가 대기 모드로 전환되며 VS2 사이리스터가 계속 열려 있기 때문에 꽤 오랜 시간 동안 대기 모드에 있을 수 있습니다. 저항 R16, R18, R20 및 R22를 통해 흐르는 전류는 충분합니다. 열어 두십시오. 현재 변압기를 계산하는 방법.
전원 공급 장치를 대기 모드에서 해제하려면 SA3 버튼을 눌러 접점으로 VS2 사이리스터를 션트하고 전류 흐름을 멈추고 닫힙니다. SA3 접점이 열리면 VT1 트랜지스터가 스스로 닫히면서 컨트롤러와 드라이버에서 전원이 제거됩니다. 따라서 제어 회로는 최소 소비 모드로 전환됩니다. 사이리스터 VS2가 닫히므로 릴레이 K1이 꺼지고 트랜지스터 VT1이 닫히므로 컨트롤러와 드라이버의 전원이 차단됩니다. 커패시터 C1, C3, C6 및 C19가 충전을 시작하고 전압이 12V에 도달하면 사이리스터 VS2가 열리고 스위칭 전원 공급 장치가 시작됩니다.
필요한 경우 전원 공급 장치를 대기 모드로 전환하고 SA2 버튼을 사용할 수 있습니다. 누르면 트랜지스터 VT1의베이스와 이미 터가 연결됩니다. 트랜지스터가 닫히고 컨트롤러와 드라이버의 전원이 차단됩니다. 제어 임펄스가 사라지고 2차 전압도 사라집니다. 그러나 릴레이 K1에서 전원이 제거되지 않고 컨버터가 다시 시작되지 않습니다.
이 회로를 사용하면 300-400W에서 2000W의 전원 공급 장치를 조립할 수 있습니다. 물론 매개 변수에 따라 무거운 부하를 견딜 수 없기 때문에 회로의 일부 요소를 교체해야 합니다.
보다 강력한 옵션을 조립할 때 기본 전원 공급 장치 C15 및 C16의 평활화 필터 커패시터에주의해야합니다. 이러한 커패시터의 총 커패시턴스는 전원 공급 장치의 전력에 비례해야 하며 전압 변환기의 출력 전력 1W와 1차 전력 필터 커패시터 커패시턴스의 1μF에 해당하는 비율에 해당해야 합니다. 즉, 전원 공급 장치가 400W인 경우 2개의 220uF 커패시터를 사용해야 하고, 전원이 1000W인 경우 2개의 470uF 커패시터 또는 2개의 680uF 커패시터를 설치해야 합니다.
이 요구 사항두 가지 목적이 있습니다. 첫째, 1차 공급 전압의 리플이 감소하여 출력 전압을 보다 쉽게 안정화할 수 있습니다. 둘째, 하나가 아닌 두 개의 커패시터를 사용하면 커패시터 자체의 작업이 용이해집니다. TK 시리즈의 전해 커패시터는 얻기가 훨씬 쉽고 고주파 전원 공급 장치에 전적으로 사용하기 위한 것이 아니기 때문입니다. 내부 저항 너무 높고 높은 주파수에서 이러한 커패시터가 가열됩니다. 2개의 부품을 사용하면 내부 저항이 감소하고 그로 인한 발열은 이미 두 커패시터 사이에서 나누어집니다.
전력 트랜지스터 IRF740, IRF840, STP10NK60 및 이와 유사한 것으로 사용할 때(네트워크 변환기에서 가장 일반적으로 사용되는 트랜지스터에 대한 자세한 내용은 페이지 하단의 표 참조) VD4 및 VD5 다이오드를 모두 거부하고 줄일 수 있습니다. 저항 R24 및 R25 ~ 22 옴의 값 - IR2110 드라이버의 전력은 이러한 트랜지스터를 구동하기에 충분합니다. 더 강력한 스위칭 전원 공급 장치가 조립되면 더 강력한 트랜지스터가 필요합니다. 트랜지스터의 최대 전류와 소산 전력 모두에 주의를 기울여야 합니다. 펄스 안정화 전원 공급 장치는 제공된 스너버의 정확성에 매우 민감하며, 자체 유도로 인해 형성된 전류가 트랜지스터에 설치된 다이오드를 통해 흐릅니다. 스너버 선택에 대해 자세히 알아보세요.
또한 스너버가 없는 폐쇄 시간의 증가는 가열에 상당한 기여를 합니다. 트랜지스터는 선형 모드에서 더 깁니다.
종종 그들은 전계 효과 트랜지스터의 또 다른 기능을 잊어 버립니다. 온도가 상승하면 최대 전류가 감소하고 상당히 강해집니다. 이를 바탕으로 스위칭 전원용 파워트랜지스터를 선택할 때 파워앰프의 전원은 최대 전류의 2배 이상, 유도 제련기나 인덕션 제련기, 저전압 전동 공구에 전원을 공급하는 장식용 조명.
출력 전압의 안정화는 그룹 안정화 초크 L1(DGS)로 인해 수행됩니다. 이 인덕터의 권선 방향에 주의하십시오. 회전 수는 출력 전압에 비례해야 합니다. 물론 이 권선 어셈블리를 계산하는 공식이 있지만 경험에 따르면 DGS에 대한 코어의 전체 전력은 전력 변압기의 전체 전력의 20~25%여야 합니다. 창이 약 2/3로 채워질 때까지 감을 수 있습니다. 출력 전압이 다른 경우 더 높은 전압의 권선이 비례적으로 더 커야 함을 잊지 마십시오. 예를 들어 ± 35V에 대해 하나의 바이폴라 전압이 필요합니다. , 두 번째는 전압 ±50V로 서브우퍼에 전원을 공급합니다.
회전 수를 세면서 창의 2/3가 채워질 때까지 DGS를 한 번에 4개의 와이어로 감습니다. 직경은 3-4 A / mm2의 전류 강도를 기준으로 계산됩니다. 22턴이 있다고 가정하고 비율을 구성합니다.
22회/35V = X회/50V
X 회전 = 22 × 50 / 35 = 31.4 ≈ 31 회전
다음으로 ± 35V에 대해 두 개의 와이어를 자르고 ± 50의 전압에 대해 9회 더 감습니다.
주목! 안정화 품질은 광 커플러 다이오드가 연결된 전압이 얼마나 빨리 변하는지에 직접적으로 의존한다는 점을 기억하십시오. cof 스타일을 개선하려면 2W 저항과 3.3kOhm 저항의 형태로 각 전압에 추가 부하를 연결하는 것이 좋습니다. 옵토커플러에 의해 제어되는 전압에 연결된 부하 저항은 1.7 ~ 2.2배 작아야 합니다.

투자율이 2000NM인 페라이트 링의 네트워크 스위칭 전원 공급 장치에 대한 권선 데이터 데이터는 표 1에 요약되어 있습니다.

펄스 변압기용 권선 데이터
ENORASYAN 방법으로 계산
수많은 실험에서 알 수 있듯이 회전 수를 10-15%까지 안전하게 줄일 수 있습니다.
코어가 포화 상태에 빠질 염려가 없습니다.

구현	크기		변환 주파수, kHz
구현	크기

1 링 K40x25x11		갈고리. 힘
1 링 K40x25x11		기본에 Vitkov

2 링 К40х25х11		갈고리. 힘
2 링 К40х25х11		기본에 Vitkov

1 반지 К45х28х8		갈고리. 힘
1 반지 К45х28х8		기본에 Vitkov

링 2개 К45х28х8		갈고리. 힘
링 2개 К45х28х8		기본에 Vitkov

3 링 К45х28х81		갈고리. 힘
3 링 К45х28х81		기본에 Vitkov

4 링 К45х28х8		갈고리. 힘
4 링 К45х28х8		기본에 Vitkov

5 링 К45х28х8		갈고리. 힘
5 링 К45х28х8		기본에 Vitkov

6 링 К45х28х8		갈고리. 힘
6 링 К45х28х8		기본에 Vitkov

7 링 К45х28х8		갈고리. 힘
7 링 К45х28х8		기본에 Vitkov

8 링 К45х28х8		갈고리. 힘
8 링 К45х28х8		기본에 Vitkov

9 링 К45х28х8		갈고리. 힘
9 링 К45х28х8		기본에 Vitkov

10 링 К45х28х81		갈고리. 힘
10 링 К45х28х81		기본에 Vitkov

그러나 특히 TV 라인 변압기의 페라이트 인 경우 페라이트 브랜드를 찾는 것이 항상 가능한 것은 아닙니다. 경험적으로 턴 수를 알아내면 상황에서 벗어날 수 있습니다. 비디오에서 이에 대한 자세한 내용:

위의 스위칭 전원 공급 장치 회로를 사용하여 다양한 전원에 대한 특정 문제를 해결하도록 설계된 몇 가지 하위 수정이 개발 및 테스트되었습니다. 이러한 전원 공급 장치의 인쇄 회로 기판 도면은 다음과 같습니다.
최대 1200 ... 1500 W의 전력을 갖는 펄스 안정화 전원 공급 장치용 인쇄 회로 기판. 보드 크기 269x130mm. 실제로 이것은 이전 인쇄 회로 기판의 고급 버전입니다. 추가 LC 필터뿐만 아니라 모든 전원 전압의 크기를 제어할 수 있는 그룹 안정화 초크가 있다는 점에서 구별됩니다. 팬 제어 및 과부하 보호 기능이 있습니다. 출력 전압은 예비 단계에 전원을 공급하도록 설계된 2개의 바이폴라 전원과 1개의 바이폴라 저전류 소스로 구성됩니다.

최대 1500W의 전원 공급 장치의 인쇄 회로 기판 모양. 평신도 형식으로 다운로드

272x100mm 크기의 인쇄 회로 기판에서 최대 1500 ~ 1800W의 안정적인 스위칭 전원 공급 장치를 만들 수 있습니다. 전원 공급 장치는 K45 링으로 제작되고 수평으로 위치한 전원 변압기용으로 설계되었습니다. 예비 단계를 위한 2단계 전원 공급 장치와 1개의 바이폴라 저전류 소스로 앰프에 전원을 공급하기 위해 하나의 소스로 결합할 수 있는 2개의 전원 바이폴라 소스가 있습니다.

최대 1800W의 회로 기판 스위칭 전원 공급 장치. 평신도 형식으로 다운로드

이 전원 공급 장치는 고전력 자동차 증폭기, 자동차 에어컨과 같은 고전력 자동차 장비에 전원을 공급하는 데 사용할 수 있습니다. 보드의 크기는 188x123입니다. 사용된 쇼트키 정류기 다이오드는 브리지될 수 있으며 출력 전류는 14V 전압에서 120A에 도달할 수 있습니다. 또한 전원 공급 장치는 최대 1A의 부하 용량으로 바이폴라 전압을 생성할 수 있습니다(설치된 통합 전압 안정기 없음 더 이상 허용). 전원 변압기는 K45 링으로, 전원 전압 필터링 초크는 두 개의 K40x25x11 링으로 만들어집니다. 내장 과부하 보호.

자동차 장비용 인쇄 회로 기판 전원 공급 장치의 모습 DOWNLOAD IN LAY FORMAT

최대 2000W의 전원 공급 장치는 275x99 크기의 두 보드에서 만들어지며 서로 위에 있습니다. 전압은 하나의 전압으로 제어됩니다. 과부하 보호 기능이 있습니다. 파일에는 2개의 양극 전압, 2개의 단극 전압, 2레벨 및 3레벨 전압에 필요한 전압에 대한 "2층"의 여러 변형이 포함되어 있습니다. 전원 변압기는 수평으로 위치하며 K45 링으로 만들어집니다.

"2층" 전원 공급 장치의 모습 DOWNLOAD IN LAY FORMAT

2개의 바이폴라 전압 또는 2레벨 증폭기용 전원 공급 장치는 277x154 보드에서 만들어집니다. 그룹 안정화 초크, 과부하 보호 기능이 있습니다. 전원 변압기는 K45 링에 있으며 수평으로 위치합니다. 최대 2000W의 전력.

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위와 거의 동일한 전원 공급 장치이지만 하나의 바이폴라 출력 전압이 있습니다.

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스위칭 전원 공급 장치에는 2개의 전원 바이폴라 안정화 전압과 1개의 바이폴라 저전류가 있습니다. 팬 제어 및 과부하 보호 기능을 갖추고 있습니다. 그룹 안정화 초크와 추가 LC 필터가 있습니다. 최대 2000~2400W의 전력. 보드의 크기는 278x146mm입니다.

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284x184mm 크기의 2단계 전원 공급 장치가 있는 전력 증폭기용 스위칭 전원 공급 장치의 인쇄 회로 기판에는 그룹 안정화 초크 및 추가 LC 필터, 과부하 보호 및 팬 제어가 있습니다. 독특한 특징은 개별 트랜지스터를 사용하여 전력 트랜지스터의 폐쇄 속도를 높이는 것입니다. 최대 2500~2800W의 전력.

2단계 전원 공급 장치 포함 LAY FORMAT에서 다운로드

두 개의 바이폴라 전압이 있는 이전 PCB의 약간 수정된 버전입니다. 크기 285x172. 최대 3000W의 전력.

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최대 4000~4500W의 전력을 제공하는 브리지 네트워크 스위칭 전원 공급 장치는 269x198mm 크기의 인쇄 회로 기판에 만들어지며 2개의 바이폴라 전원 전압, 팬 제어 및 과부하 보호 기능이 있습니다. 그룹 안정화 초크를 사용합니다. 외부 보조 전원 필터 L을 추가로 사용하는 것이 바람직합니다.

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보드에는 페라이트를 위한 공간이 있을 수 있는 것보다 훨씬 더 많습니다. 사실 사운드 범위의 한계를 넘어서는 것이 항상 필요한 것은 아닙니다. 따라서 보드에 추가 영역이 제공됩니다. 만일을 대비하여 파워 트랜지스터에 대한 참조 데이터의 작은 선택과 내가 구매할 링크입니다. 그건 그렇고, 나는 TL494와 IR2110을 두 번 이상 주문했으며 물론 전력 트랜지스터도 주문했습니다. 사실, 그는 전체 범위에서 멀리 떨어져 있었지만 결혼은 아직 이루어지지 않았습니다.

스위칭 전원 공급 장치용 인기 트랜지스터
이름	전압	힘	용량 셔터	Qg (제조업체)