ПРИНЦИП НА РАБОТА TL494
НА ПРИМЕРА НА АВТОМОБИЛНИ ПРЕОБРАЗУВАТЕЛИ НА НАПРЕЖЕНИЕ

TL494 всъщност вече е легендарна микросхема за импулсни захранвания. Някои може, разбира се, да възразят, че вече има по-нови, по-усъвършенствани PWM контролери и какъв е смисълът да се бъркате с тези боклуци. Лично аз мога да кажа само едно нещо за това - Лев Толстой е писал като цяло на ръка и както е писал! Но присъствието на вашия компютър на две хиляди и тринадесета дума дори не подтикна никого да напише поне нормална история. Е, добре, които се интересуват да търсят по-нататък, които не - всичко най-добро!
Искам да направя резервация веднага - ще говорим за TL494, произведен от Texas Instruments. Факт е, че този контролер има голяма сумааналози, произведени от различни фабрики, и въпреки че блоковата им схема е МНОГО подобна, те все още не са точно същите микросхеми - дори усилвателите на грешки на различни микросхеми имат различни коефициенти на усилване с еднакви пасивни тръбопроводи. Така че след смяната ВИНАГИ проверявайте отново параметрите на ремонтираното захранване - аз лично стъпих на това гребло.
Е, това беше поговорка и тук започва приказката. Ето блокова схема на TL494 само от Texas Instruments. Ако се вгледате внимателно, в него няма толкова много пълнежи, но именно тази комбинация от функционални единици позволи на този контролер да спечели огромна популярност на цена от стотинка.

Микросхемите се произвеждат както в конвенционални DIP пакети, така и в планарни за повърхностен монтаж. pinout е един и същ и в двата случая. Лично аз поради моята слепота предпочитам да работя по стария начин - обикновени резистори, DIP пакети и т.н.

Подаваме напрежение към седмия и дванадесетия изход, към седмия MINUS, добре, или COMMON, към дванадесетия PLUS. Диапазонът на захранващото напрежение е доста голям - от пет до четиридесет волта. За по-голяма яснота микросхемата е обвързана с пасивни елементи, които задават режимите на нейната работа. Е, какво е предназначено за това, което ще бъде ясно, когато микросхемата се стартира. Да, да, точно началото, тъй като микросхемата не започва да работи веднага, когато се подаде захранване. Е, най-напред.
Така че, когато захранването е свързано, разбира се, напрежението няма да се появи моментално на дванадесетия изход на TL494 - ще отнеме известно време, за да се заредят кондензаторите на филтъра за захранване, а мощността на истински източник на енергия, разбира се, е не безкраен. Да, този процес е доста мимолетен, но все пак съществува - захранващото напрежение се увеличава от нула до номиналната стойност за определен период от време. Да кажем, че имаме номинално захранващо напрежение от 15 волта и сме го приложили към платката на контролера.
Напрежението на изхода на стабилизатора DA6 ще бъде почти равно на захранващото напрежение на цялата микросхема, докато основното захранване достигне стабилизиращото напрежение. Докато е под 3,5 волта, изходът на компаратора DA7 ще бъде на ниво логическа единица, тъй като този компаратор следи стойността на вътрешното референтно захранващо напрежение. Тази логическа единица се подава към логическия елемент ИЛИ DD1. Принципът на действие на логическия елемент ИЛИ е, че ако поне един от неговите входове има логическа единица, изходът ще бъде единица, т.е. ако единицата е на първия вход ИЛИ на втория, ИЛИ на третия ИЛИ на четвъртия, тогава изходът на DD1 ще бъде един и какво ще се случи на другите входове няма значение. По този начин, ако захранващото напрежение е под 3,5 волта, DA7 блокира преминаването на часовниковия сигнал по-нататък и нищо не се случва на изходите на микросхемата - няма управляващи импулси.

Въпреки това, веднага щом захранващото напрежение надвиши 3,5 волта, напрежението на инвертиращия вход става по-голямо от това на неинвертиращия и компараторът променя изходното си напрежение до логическа нула, като по този начин премахва първото блокиращо стъпало.
Вторият блокиращ етап се контролира от компаратора DA5, който следи захранващото напрежение, а именно неговата стойност от 5 волта, тъй като вътрешният стабилизатор DA6 не може да произведе напрежение, по-голямо от това на входа му. Веднага щом захранващото напрежение надвиши 5 волта, то ще стане по-голямо при инвертиращия вход DA5, тъй като при неинвертиращия вход то е ограничено от стабилизиращото напрежение на ценеровия диод VDvn5. Напрежението на изхода на компаратора DA5 ще стане равно на логическа нула и стигайки до входа DD1, вторият етап на блокиране се премахва.
Вътрешното референтно напрежение от 5 волта също се използва вътре в микросхемата и се извежда извън нея през щифт 14. Вътрешното използване осигурява стабилна работа на вътрешните компаратори DA3 и DA4, тъй като тези компаратори формират управляващи импулси въз основа на величината на генерираното трионно напрежение от генератора G1.
По-добре е в ред. Микросхемата има генератор на триони, чиято честота зависи от синхронизиращия кондензатор C3 и резистора R13. Освен това R13 не участва пряко в образуването на триона, а служи като регулиращ елемент на генератора на ток, който зарежда кондензатора C3. По този начин, чрез намаляване на стойността на R13, зарядният ток се увеличава, кондензаторът се зарежда по-бързо и съответно се увеличава тактовата честота, а амплитудата на образувания трион се запазва.

След това трионът влиза в инвертиращия вход на компаратора DA3. На чийто неинвертиращ вход има еталонно напрежение 0,12 волта. Това съответства само на пет процента от цялата продължителност на импулса. С други думи, независимо от честотата, на изхода на компаратора DA3 се появява логическа единица за точно пет процента от продължителността на целия управляващ импулс, като по този начин блокира елемента DD1 и осигурява време на пауза между превключващите транзистори на изходния етап на микросхемата. Това не е много удобно - ако честотата се променя по време на работа, тогава времето за пауза трябва да се вземе предвид за максималната честота, тъй като само времето за пауза ще бъде минимално. Този проблем обаче се решава доста лесно, ако стойността на еталонното напрежение от 0,12 волта се увеличи, продължителността на паузите ще се увеличи съответно. Това може да стане чрез сглобяване на делител на напрежение през резистори или чрез използване на диод с нисък спад на напрежението през кръстовището.

Трионът от генератора също влиза в компаратора DA4, който сравнява стойността си с напрежението, генерирано от усилвателите на грешки на DA1 и DA2. Ако напрежението от усилвателя на грешката е под амплитудата на трионообразното напрежение, тогава управляващите импулси преминават непроменени към формовчика, но ако има напрежение на изходите на усилвателите на грешката и то е по-голямо от минималната стойност и по-малко от максималното трионообразно напрежение, след което, когато трионообразното напрежение достигне нивото на напрежение от компаратора за грешка на усилвателя DA4 генерира ниво на логическа единица и изключва управляващия импулс, отиващ към DD1.

След DD1 има инвертор DD2, който формира фронтовете за D-тригера DD3, работещ отпред. Тригерът от своя страна разделя тактовия сигнал на две и последователно разрешава работата на елементите И. Същността на работата на елементите И е, че на изхода на елемента се появява логическа единица само ако има логическа единица на неговия един вход И останалите входове също ще представят логическа единица. Вторите изходи на тези И логически елементи са свързани помежду си и са доведени до тринадесетия изход, който може да се използва за външно активиране на работата на микросхемата.
След DD4, DD5 има двойка ИЛИ-НЕ елементи. Това е познат елемент ИЛИ, само изходното му напрежение е обърнато, т.е. Не е вярно. С други думи, ако поне един от входовете на елемента има логическа единица, то изходът му НЯМА да бъде единица, т.е. нула. А за да се появи логическа единица на изхода на даден елемент, трябва да има логическа нула и на двата му входа.
Вторите входове на елементите DD6 и DD7 са свързани и свързани директно към изхода на DD1, което блокира елементите, докато на изхода на DD1 присъства логическа единица.
От изходите DD6 и DD7 управляващите импулси влизат в основата на транзисторите на изходния етап на PWM контролера. Освен това самата микросхема използва само основи, докато колекторите и излъчвателите са отстранени от микросхемата и могат да се използват от потребителя по тяхно усмотрение. Например, чрез свързване на излъчвателите към общ проводник и свързване на намотките на съвпадащ трансформатор към колекторите, можем директно да управляваме силови транзистори с микросхема.
Ако колекторите на транзисторите на изходния етап са свързани към захранващото напрежение и емитерите са заредени с резистори, тогава получаваме управляващи импулси за директно управление на портите на силови транзистори, разбира се, не много мощни - токът на колектора на транзисторите на изходния етап не трябва да надвишава 250 mA.
Можем също да използваме TL494 за управление на преобразуватели с единичен край чрез свързване на колекторите и емитерите на транзисторите заедно. Превключващите стабилизатори също могат да бъдат изградени с помощта на тази схема - фиксирано време на пауза няма да позволи индуктивността да бъде магнетизирана, но може да се използва и като многоканален стабилизатор.
Сега няколко думи за превключващата верига и за свързването на PWM контролера TL494. За по-голяма яснота нека вземем няколко схеми от Интернет и се опитаме да ги разберем.

СХЕМИ НА АВТОМОБИЛНИ ПРЕОБРАЗУВАТЕЛИ НА НАПРЕЖЕНИЕ
ИЗПОЛЗВАНЕ НА TL494

Като начало ще анализираме автомобилните преобразуватели. Диаграмите са взети КАКВИТО СА, така че ще позволя, в допълнение към обясненията, да подчертая някои от нюансите, които бих направил по различен начин.
И така, схема номер 1. Автомобилен преобразувател на напрежение със стабилизирано изходно напрежение и стабилизирането се извършва косвено - не се контролира изходното напрежение на преобразувателя, а напрежението на допълнителната намотка. Разбира се, изходните напрежения на трансформатора са взаимосвързани, следователно увеличаването на натоварването на една от намотките причинява спад на напрежението не само върху него, но и върху всички намотки, които са навити на едно и също ядро. Напрежението върху допълнителната намотка се коригира от диоден мост, преминава през атенюатора на резистора R20, изглажда се от кондензатора C5 и през резистора R21 достига до първия крак на микросхемата. Извикваме блоковата диаграма и виждаме, че първият изход, който имаме, е неинвертиращ вход на усилвателя на грешката. Вторият изход е инвертиращ вход, чрез който се въвежда отрицателна обратна връзка от изхода на усилвателя на грешката (пин 3) през резистор R2. Обикновено кондензатор от 10 ... 47 нано фарада се поставя паралелно на този резистор - това донякъде забавя скоростта на реакция на усилвателя на грешката, но в същото време значително повишава стабилността на работата му и напълно елиминира ефекта на превишаване .

Превишаване - твърде силна реакция на контролера към промяна в натоварването и вероятността от колебателен процес. Ще се върнем към този ефект, когато разберем напълно всички процеси в тази верига, така че се връщаме към щифт 2, който е предубеден от щифт 14, който е изходът на вътрешния стабилизатор при 5 волта. Това беше направено за по-коректна работа на усилвателя на грешката - усилвателят е с еднополярно захранващо напрежение и му е доста трудно да работи с напрежения близки по стойност до нула. Следователно в такива случаи се образуват допълнителни напрежения, за да се задвижи усилвателя в работни режими.
Освен всичко друго, стабилизирано напрежение от 5 волта се използва за формиране на „мек“ старт - през кондензатора C1 се подава към 4-ия щифт на микросхемата. Напомням ви, че времето на паузите между управляващите импулси зависи от напрежението на този щифт. От това не е трудно да се заключи, че докато кондензаторът C1 е разреден, времето на пауза ще бъде толкова дълго, че ще надвиши продължителността на самите управляващи импулси. Въпреки това, докато кондензаторът се зарежда, напрежението на четвъртия изход ще започне да намалява, намалявайки времето за пауза. Продължителността на управляващите импулси ще започне да се увеличава, докато достигне стойността си от 5%. Това схемно решение ви позволява да ограничите тока през силовите транзистори за времето на зареждане на вторичните силови кондензатори и елиминира претоварването на силовия етап, тъй като ефективната стойност на изходното напрежение нараства постепенно.
Осмият и единадесетият изход на микросхемата са свързани към захранващото напрежение, поради което изходният етап работи като емитер последовател, а така е - деветият и десетият изход през резисторите за ограничаване на тока R6 и R7 са свързани към резисторите R8 и R9, както и към основите VT1 и VT2. По този начин изходният етап на контролера е подсилен - отварянето на силовите транзистори се осъществява чрез резистори R6 и R7, последователно с които са свързани диодите VD2 и VD3, но затварянето, което изисква много повече енергия, става с помощта VT1 и VT2, включени като емитерни последователи, но осигуряващи висок ток точно когато на портите се формира нулево напрежение.
След това имаме 4 мощни транзистора в рамото, свързани паралелно, за да получим повече ток. Честно казано, използването на тези конкретни транзистори предизвиква известно смущение. Най-вероятно авторът на тази схема просто ги е имал на разположение и той е решил да ги прикачи. Факт е, че IRF540 има максимален ток от 23 ампера, енергията, съхранявана в портите, е 65 nanoCoulomb, а най-популярните транзистори IRFZ44 имат максимален ток от 49 ампера, докато енергията на портата е 63 nanoCoulomb. С други думи, използвайки две двойки IRFZ44, получаваме малко увеличение на максималния ток и двойно намаляване на натоварването на изходния етап на микросхемата, което само увеличава надеждността на този дизайн по отношение на параметрите. И формулата "По-малко части - повече надеждност" не е отменена от никого.

Разбира се, силовите транзистори трябва да са от една и съща партида, тъй като в този случай се намалява разпределението на параметрите между паралелно свързаните транзистори. В идеалния случай, разбира се, е по-добре да изберете транзистори по печалба, но тази възможност не винаги се случва, но трябва да е възможно да закупите транзистори от една и съща партида във всеки случай.

Паралелно на силовите транзистори са последователно свързани резистори R18, R22 и кондензатори C3, C12. Това са демпфери, които са проектирани да потискат импулсите на самоиндукция, които неизбежно възникват, когато правоъгълни импулси се прилагат към индуктивен товар. Освен това въпросът се влошава от широчинно-импулсната модулация. Тук си струва да спрем по-подробно.
Докато силовият транзистор е отворен, токът протича през намотката и токът се увеличава през цялото време и предизвиква увеличаване на магнитното поле, чиято енергия се прехвърля към вторичната намотка. Но веднага щом транзисторът се затвори, токът спира да тече през намотката и магнитното поле започва да се навива, което води до появата на напрежение с обратна полярност. Като се добави към вече съществуващото напрежение, се появява кратък импулс, чиято амплитуда може да надвиши първоначално приложеното напрежение. Това причинява скок на тока, причинявайки втора промяна в полярността на напрежението, предизвикано от самоиндукция, и сега самоиндукцията намалява величината на съществуващото напрежение и веднага щом токът стане по-малък, полярността на самоиндукцията -индукционният импулс се променя отново. Този процес има затихващ характер, но стойностите на токовете и напреженията на самоиндукция са пряко пропорционални на общата мощност на силовия трансформатор.

В резултат на тези колебания в момента на затваряне на захранващия превключвател се наблюдават ударни процеси върху намотката на трансформатора и се използват снабери за тяхното потискане - съпротивлението на резистора и капацитетът на кондензатора са избрани по такъв начин, че зареждането на кондензатора отнема точно толкова време, колкото е необходимо за смяната на полярността на самоиндукционния импулсен трансформатор.
Защо да се борим с тези импулси? Всичко е много просто - диодите се монтират в съвременните мощни транзистори и падащото напрежение, което имат, е много по-голямо от съпротивлението на устройство с отворено поле и диодите са тези, които изпитват трудности, когато започнат да гасят самоиндукционни емисии на захранващите шини през себе си и основно корпусите на силовите транзистори се нагряват не защото се нагряват кристалите на преходите на транзисторите, а вътрешните диоди се нагряват. Ако премахнете диодите, тогава обратното напрежение буквално при първия импулс ще убие силовия транзистор.
Ако преобразувателят не е оборудван със стабилизация на ШИМ, тогава времето на самоиндукционно бърборене е сравнително кратко - силовият транзистор на второто рамо скоро се отваря и самоиндукцията се задушава от ниското съпротивление на отворения транзистор.

Въпреки това, ако преобразувателят има PWM контрол на изходното напрежение, тогава паузите между отварянето на силовите транзистори стават доста дълги и, естествено, времето на самоиндукционно бърборене се увеличава значително, увеличавайки нагряването на диодите вътре в транзисторите. Поради тази причина, когато се създават стабилизирани захранващи устройства, не се препоръчва да се постави граница на изходното напрежение от повече от 25% - времето за пауза става твърде дълго и това води до необосновано повишаване на температурата на изходния етап дори със снабери .
По същата причина по-голямата част от фабриката автомобилни усилвателимощност нямат стабилизация, дори ако TL494 се използва като контролер - те спестяват от площта на радиаторите на преобразувателя на напрежение.
Е, сега, когато се разглеждат основните възли, нека да разберем как работи PWM стабилизацията. На нашия изход се декларира биполярно напрежение от ± 60 волта. От казаното по-рано става ясно, че вторичната намотка на трансформатора трябва да бъде проектирана да доставя 60 волта плюс 25% процента, т.е. 60 плюс 15 е равно на 75 волта. Въпреки това, за да се получи ефективна стойност от 60 волта, продължителността на една полувълна, или по-скоро на един период на преобразуване, трябва да бъде по-кратък с 25% от номиналната стойност. Не забравяйте, че във всеки случай времето за пауза между превключването също ще се намеси, следователно 5%, въведени от форматора на пауза, ще бъдат отрязани автоматично и нашият управляващ импулс трябва да бъде намален с останалите 20%.
Тази пауза между периодите на преобразуване ще бъде компенсирана от магнитната енергия, натрупана в индуктора на вторичния захранващ филтър, и натрупания заряд в кондензаторите. Вярно е, че не бих поставил електролити пред индуктора, обаче, както всеки друг кондензатор - по-добре е да поставите тръби след индуктора и, в допълнение към електролитите, разбира се, инсталирайте филмови - те потискат по-добре импулсните пренапрежения и смущения .
Стабилизирането на изходното напрежение се извършва, както следва. Докато няма товар или е много малък, енергията от кондензаторите C8-C11 почти не се консумира и не е необходима много енергия за възстановяването му и амплитудата на изходното напрежение от вторичната намотка ще бъде доста голяма. Съответно амплитудата на изходното напрежение от допълнителната намотка ще бъде голяма. Това ще доведе до повишаване на напрежението на първия изход на контролера, което от своя страна ще доведе до увеличаване на изходното напрежение на усилвателя на грешката и продължителността на управляващите импулси ще бъде намалена до такава стойност, че ще има баланс между консумираната и отдадената на силовия трансформатор мощност.
Веднага след като консумацията започне да се увеличава, напрежението на допълнителната намотка намалява и напрежението на изхода на усилвателя на грешката естествено намалява. Това води до увеличаване на продължителността на управляващите импулси и увеличаване на енергията, подадена към трансформатора. Продължителността на импулса се увеличава, докато отново се достигне балансът на изразходваната и отдадената енергия. Ако товарът намалее, тогава отново възниква дисбаланс и контролерът сега ще трябва да намали продължителността на управляващите импулси.

С неправилно избрани номинали обратна връзкаможе да възникне ефект на превишаване. Това се отнася не само за TL494, но и за всички стабилизатори на напрежение. В случая на TL494 ефектът на превишаване обикновено се появява в случаите, когато няма вериги, които забавят отговора на обратната връзка. Разбира се, не трябва да забавяте реакцията твърде много - коефициентът на стабилизация може да пострада, но твърде бързата реакция не е добра. И се проявява по следния начин. Да предположим, че сме увеличили натоварването, напрежението започва да пада, ШИМ контролерът се опитва да възстанови баланса, но го прави твърде бързо и увеличава продължителността на управляващите импулси не пропорционално, а много по-силно. В този случай ефективната стойност на напрежението рязко се увеличава. Разбира се, сега контролерът вижда, че напрежението е по-високо от напрежението на стабилизация и рязко намалява продължителността на импулсите, опитвайки се да балансира изходното напрежение и еталонното. Въпреки това, продължителността на импулсите е станала по-кратка, отколкото трябва да бъде, и изходното напрежение става много по-малко от необходимото. Контролерът отново увеличава продължителността на импулсите, но отново прекалява - напрежението се оказва повече от необходимото и не му остава нищо друго освен да намали продължителността на импулсите.
По този начин на изхода на преобразувателя не се формира стабилизирано напрежение, а вариращо с 20-40% от зададеното напрежение, както в посока на излишък, така и в посока на подценяване. Разбира се, потребителите едва ли ще харесат такава мощност, така че след сглобяването на всеки преобразувател трябва да го проверите за скоростта на реакция на шунтовете, за да не се разделите с новосглобения плавателен съд.
Съдейки по предпазителя, преобразувателят е доста мощен, но в този случай капацитетът на C7 и C8 очевидно не е достатъчен, трябва да се добавят поне още три. Диодът VD1 служи за защита срещу обръщане на полярността и ако това се случи, е малко вероятно да оцелее - не е толкова лесно да изгорите предпазител с 30-40 ампера.
Е, накрая остава да добавим, че този конвертор не е оборудван със система stenbay, т.е. когато е свързан към захранващото напрежение, той започва незабавно и може да бъде спрян само чрез изключване на захранването. Това не е много удобно - имате нужда от доста мощен превключвател.

Автомобилен преобразувател на напрежение номер 2, също има стабилизирано изходно напрежение, което се доказва от наличието на оптрон, чийто светодиод е свързан към изходното напрежение. Освен това той е свързан чрез TL431, което значително повишава точността на поддържане на изходното напрежение. Фототранзисторът на оптрона също е свързан към стабилизираното напрежение от втората микруха TL431. Същността на този стабилизатор лично ми се изплъзна - в микросхемата има стабилизирани пет волта и изглежда няма смисъл да се поставя допълнителен стабилизатор. Емитерът на фототранзистора отива към неинвертиращия вход на усилвателя на грешката (пин 1). Усилвателят на грешката е покрит с отрицателна обратна връзка и за забавяне на реакцията му се въвежда резистор R10, кондензатор С2.

Вторият усилвател на грешка се използва, за да принуди преобразувателя да спре в аварийна ситуация - ако има напрежение на шестнадесетия щифт, което е по-голямо от това, генерирано от разделителя R13 и R16, и това е около два и половина волта, контролерът ще започне да намалява продължителността на управляващите импулси, докато изчезнат напълно.
Мекият старт е организиран по същия начин, както в предишната схема - чрез образуване на времена на пауза, въпреки че капацитетът на кондензатора C3 е малко малък - бих го поставил там на 4,7 ... 10 микрофарада.
Изходният етап на микросхемата работи в режим на последовател на емитер, за усилване на тока се използва пълноценен допълнителен последовател на емитер на транзистори VT1-VT4, който от своя страна се зарежда на портите на работниците на силовото поле, въпреки че бих по-ниско номиналните стойности R22-R25 до 22 ... 33 Ohm. Следват снабери и силов трансформатор, след което диоден мост и изглаждащ филтър. Филтърът в тази схема е направен по-правилно - той е на едно и също ядро ​​и съдържа същия брой завои. Това включване осигурява максимално възможно филтриране, тъй като броячът магнитни полетавзаимно се компенсират.
Режимът на стенд е организиран на транзистора VT9 и релето K1, чиито контакти захранват само контролера. Силовата част е постоянно свързана към захранващото напрежение и докато управляващите импулси се появят от контролера, транзисторите VT5-VT8 ще бъдат затворени.
Светодиодът HL1 показва, че контролерът е захранен.

Следващата диаграма... Следващата диаграма е... Това е третата версия на автомобилния преобразувател на напрежениено нека се оправим...

Нека започнем с основните разлики от традиционните опции, а именно използването на драйвер с половин мост в автомобилен конвертор. Е, все още можете да се примирите с това - вътре в микросхемата има 4 транзистора с добра скорост на отваряне и затваряне и дори двуампера. След като направите подходящата връзка, тя може да бъде забита работен режим Push-pull, обаче, микросхемата не инвертира изходния сигнал и управляващите импулси се подават към неговите входове от колекторите на контролера, следователно, веднага щом контролерът даде пауза между управляващите импулси, нивата, съответстващи на логически единица ще се появи на колекторите на изходния етап TLki, т.е. близо до захранващото напрежение. След като преминат Ирка, импулсите ще бъдат подавани към портите на силовите транзистори, които ще бъдат безопасно отворени. И двете... Едновременно. Разбира се, разбирам, че може да не успее да чука транзисторите FB180SA10 за първи път - все пак ще трябва да се развият 180 ампера и при такива токове пистите обикновено започват да изгарят, но все пак е някак си твърде трудно . И цената на тези много транзистори е повече от хиляда за един.
Следващият мистериозен момент е използването на токов трансформатор, включен в първичната захранваща шина, през който протича постоянен ток. Ясно е, че в този трансформатор все още ще има нещо индуцирано поради промяна на тока в момента на превключване, но все пак това някак си не е съвсем правилно. Не, защитата от претоварване ще работи, но колко правилно? В крайна сметка изходът на токовия трансформатор също е проектиран, меко казано, твърде оригинален - с увеличаване на тока на щифт 15, който е инвертиращият вход на усилвателя на грешката, напрежението, което формира резисторът R18 заедно с делител на R20 ще намалее. Разбира се, намаляването на напрежението на този изход ще доведе до увеличаване на напрежението от усилвателя на грешката, което от своя страна ще съкрати управляващите импулси. Въпреки това, R18 е свързан директно към първичната захранваща шина и цялата бъркотия, която се случва на тази шина, ще повлияе директно на работата на защитата от претоварване.
Стабилизирането на изходното напрежение е коригирано ... Е, по принцип същото като работата на силовата секция ... След стартиране на преобразувателя, веднага щом изходното напрежение достигне стойността, при която стартира светодиодът на оптрона U1.2 за да свети, транзисторът на оптрона U1.1 се отваря. Отварянето му води до намаляване на напрежението, създадено от делителя на R10 и R11. Това от своя страна води до спад на изходното напрежение на усилвателя на грешката, тъй като това напрежение е свързано към неинвертиращия вход на усилвателя. Е, тъй като напрежението на изхода на усилвателя на грешката намалява, контролерът започва да увеличава продължителността на импулсите, като по този начин увеличава яркостта на светодиода на оптрона, което отваря още повече фототранзистора и увеличава още повече продължителността на импулсите. Това се случва, докато изходното напрежение достигне максималната възможна стойност.
Като цяло схемата е толкова оригинална, че може да се даде само на врага за повторение и за този грях са ви гарантирани вечни мъки в Ада. Не знам кой е виновен ... Лично аз останах с впечатлението, че е някой курсова работа, или може би диплома, но не искам да вярвам в това, защото щом е публикувано, значи е защитено, а това предполага, че квалификацията на преподавателския състав е в много по-лошо състояние, отколкото предполагах.. .

Четвъртата версия на автомобилния преобразувател на напрежение.
Няма да кажа, че това е идеален вариант, но по едно време имах ръка в разработването на тази схема. Тук веднага малка част от успокоителното - петнадесет и шестнадесет извода са свързани заедно и свързани към общ проводник, въпреки че логично петнадесетият извод трябва да бъде свързан с четиринадесетия. Независимо от това, заземяването на входовете на втория усилвател на грешка не повлия по никакъв начин на производителността. Ето защо, къде да свържете петнадесетия изход, ще го оставя на вас.

Изходът на вътрешния стабилизатор при пет волта в тази схема се използва много интензивно. От пет волта се формира референтно напрежение, с което ще се сравнява изходното напрежение. Това се прави с помощта на резистори R8 и R2. За да се намали пулсацията на еталонното напрежение, кондензатор C1 е свързан паралелно с R2. Тъй като резисторите R8 и R2 са еднакви, стойността на референтното напрежение е два и половина волта.
Също така, пет волта се използват за плавен старт - кондензаторът C6 в момента на включване генерира за кратко пет волта на четвъртия изход на контролера, т.е. докато се зарежда, времето на принудителни паузи между управляващите импулси ще се промени от максималната до номиналната стойност.
Същите пет волта са свързани към колектора на фототранзистора на DA оптрона, а неговият емитер, чрез малък разделител на R5 и R4, е свързан към неинвертиращия вход на първия усилвател на грешка - пин 1. Отрицателната обратна връзка е свързан към пин 2 от изхода на усилвателя на грешката. Обратната връзка има кондензатор C2, който забавя реакцията на контролера, чийто капацитет може да варира от десет нанофарада до шестдесет и осем нанофарада.
Изходният етап на контролера работи в режим на повторител, а усилването на тока се извършва от транзисторно драйверно стъпало на VT3-VT6. Разбира се, мощността на драйверното стъпало е достатъчна за управление на повече от една двойка силови транзистори, всъщност това беше залогът - първоначално платката с контролера беше направена отделно от силовата част, но в крайна сметка се оказа да не е много удобно. Следователно печатните проводници бяха прехвърлени към основната платка, а трансформаторите и разбира се силовите транзистори вече бяха променени чрез удължаване на платката.
Силовият трансформатор е свързан към транзисторите чрез токов трансформатор, който отговаря за работата на защитата от претоварване. В тази версия не са монтирани Snabers - използвани са сериозни радиатори.
Веднага след като на контролния терминал се появи напрежение, което позволява работата на преобразувателя, транзисторът VT2 се отваря, което от своя страна задвижва VT1 в насищане. На емитера VT1 има напрежение от интегралния стабилизатор до 15, което свободно преминава захранващото напрежение, подадено от диода VD5, тъй като е по-малко от стабилизиращото напрежение. Този диод, чрез резистора R28, се захранва с основно захранващо напрежение от дванадесет волта. Отварянето на VT1 захранва транзисторите на контролера и драйвера и преобразувателят се стартира. Веднага щом се появят импулси на силовия трансформатор, напрежението на неговата намотка достига два пъти стойността на основното захранване и то, преминавайки през диодите VD4 и VD6, се подава към входа на стабилизатора при 15 волта. Така след стартиране на преобразувателя контролерът се захранва от вече стабилизирано захранване. Това схемно решение ви позволява да поддържате стабилна работа на преобразувателя дори при захранване от шест до седем волта.
Стабилизирането на изходното напрежение се осъществява чрез контролиране на светенето на светодиода на DA оптрона, чийто светодиод е свързан към него чрез резистивен делител. Освен това се управлява само едно рамо на изходното напрежение. Стабилизирането на второто рамо се осъществява чрез магнитно свързване, което се появява в сърцевината на индуктора L2 и L3, тъй като този филтър е направен на едно ядро. Веднага щом натоварването на положителната страна на изходното напрежение се увеличи, сърцевината започва да се магнетизира и в резултат на това е по-трудно отрицателното напрежение от диодния мост да достигне изхода на преобразувателя, започва отрицателното напрежение да се понижи и светодиодът на оптрона реагира на това, принуждавайки контролера да увеличи продължителността на управляващите импулси. С други думи, индукторът, в допълнение към филтриращите функции, действа като стабилизиращ индуктор на група и работи точно по същия начин, както в компютърните захранвания, стабилизирайки няколко изходни напрежения наведнъж.
Защитата от претоварване е малко груба, но все пак доста функционална. Прагът на защита се регулира от резистор R26. Веднага щом токът през силовите транзистори достигне критична стойност, напрежението от токовия трансформатор отваря тиристора VS1 и той шунтира управляващото напрежение от контролния терминал към земята, като по този начин премахва захранващото напрежение от контролера. В допълнение, ускореното разреждане на кондензатора C7 става чрез резистора R19, чийто капацитет все още е по-добре да бъде намален до 100 микрофарада.
За да нулирате активираната защита, е необходимо да премахнете и след това да подадете отново напрежение към контролния терминал.
Друга характеристика на този преобразувател е използването на кондензаторно-резистивен драйвер за напрежение в портите на мощните транзистори. Чрез инсталирането на тези вериги беше възможно да се постигне отрицателно напрежение на портите, което е предназначено да ускори затварянето на силовите транзистори. Въпреки това, този метод на затваряне на транзистори не доведе нито до повишаване на ефективността, нито до понижаване на температурата, дори и с използването на снабери, и беше изоставен - по-малко части - повече надеждност.

Е, последното конвертор на пета кола. Тази схема е логично продължение на предишната, но е оборудвана с допълнителни функции, които подобряват нейните потребителски свойства. Управляващото REM напрежение се доставя чрез 85-градусов термичен предпазител KSD301 с възможност за нулиране, който е монтиран на радиатора на инвертора. В идеалния случай трябва да има един радиатор както за усилвателя, така и за преобразувателя на напрежение.

Ако контактите на термичния предпазител са затворени, т.е. температурата е по-малка от осемдесет и пет градуса, тогава управляващото напрежение от терминала REM отваря транзистора VT14, който от своя страна отваря VT13 и дванадесет волта от основния източник на захранване влизат в петнадесет волтовия вход Krenka. Тъй като входното напрежение е по-ниско от стабилизиращото напрежение на KRENKA на изхода, то ще изглежда почти непроменено - само спад в регулиращия транзистор ще доведе до малък спад. От Krenka захранването се подава към самия контролер и транзисторите на етапа на драйвера VT4-VT7. Веднага след като вътрешният стабилизатор от пет волта даде напрежение, кондензаторът C6 ще започне да се зарежда, намалявайки продължителността на паузите между управляващите импулси. Управляващите импулси ще започнат да отварят силовите транзистори на вторичните намотки на трансформатора, ще се появят и ще започнат да увеличават ефективната стойност на вторичното напрежение. От първата вторична намотка напрежение от 24 волта през токоизправител със средна точка ще премине към положителния извод на кондензатора C18 и тъй като напрежението му е по-голямо от главния дванадесет-волтов диод VD13, той ще се затвори и сега контролерът ще се захранва от самата вторична намотка. Освен това двадесет и четири волта е повече от петнадесет, следователно ще се включи стабилизатор от петнадесет волта и сега контролерът ще се захранва от стабилизирано напрежение.
С нарастването на управляващите импулси ефективната стойност на напрежението също ще се увеличи на втората вторична намотка и веднага щом достигне стойността, при която светодиодът на оптрона DA започне да свети, фототранзисторът ще започне да се отваря и системата ще започне за придобиване на стабилно състояние - продължителността на импулсите ще спре да се увеличава, тъй като емитерът на фототранзистора е свързан към неинвертиращ изход на усилвател на грешка на контролера. С увеличаване на натоварването изходното напрежение ще започне да спада, естествено яркостта на светодиода ще започне да намалява, напрежението на първия изход на контролера също ще намалее и контролерът ще увеличи продължителността на импулса точно толкова, колкото да възстанови яркостта на светодиода отново.
Изходното напрежение се контролира от отрицателното рамо, а реакцията на промените в потреблението в положителното рамо се осъществява от груповия стабилизиращ дросел L1. За да се ускори реакцията на контролираното напрежение, отрицателното рамо е допълнително натоварено с резистор R38. Тук веднага трябва да направим резервация - не е необходимо да окачвате твърде големи електролити на вторичното захранване - при високи честоти на преобразуване те са малко полезни, но могат да имат значителен ефект върху общия коефициент на стабилизация - така че напрежението в положителното рамо започва да се увеличава, ако натоварването се увеличи, напрежението в отрицателното рамо също трябва да намалее. Ако консумацията в отрицателното рамо не е голяма и капацитетът на кондензатора е доста голям C24, тогава той ще бъде разреден за доста дълго време и контролът няма да има време да проследи, че напрежението е пропаднало на положителното рамо .
Поради тази причина е силно препоръчително да зададете не повече от 1000 uF на рамо на самата преобразувателна платка и 220 ... 470 uF всяка на платките на усилвателя на мощността и не повече.
Липсата на мощност при върховете на аудио сигнала ще трябва да се компенсира от общата мощност на трансформатора.
Защитата от претоварване се извършва на токов трансформатор, напрежението от което се изправя от диоди VD5 и VD6 и влиза в регулатора на чувствителността R26. Освен това, преминавайки през диода VD4, който е някакъв вид ограничител на амплитудата, напрежението влиза в основата на транзистора VT8. Колекторът на този транзистор е свързан към входа на тригера на Шмид, монтиран на VT2-VT3, и веднага щом транзисторът VT8 се отвори, той затваря VT3. Напрежението на колектора VT3 ще се увеличи и VT2 ще се отвори, отваряйки VT1.
И тригерът, и VT1 ​​се захранват от петволтовия стабилизатор на контролера и когато VT1 се отвори, пет волта влизат в шестнадесетия изход на контролера, рязко намалявайки продължителността на управляващите импулси. Също така пет волта през диода VD3 влизат в щифт четири, увеличавайки времето на принудителни паузи до максималната възможна стойност, т.е. управляващите импулси се съкращават едновременно по два начина - чрез усилвател на грешката, който няма отрицателна обратна връзка и работи като компаратор, намалявайки продължителността на импулса почти мигновено, и чрез формовчик на продължителността на паузата, който сега чрез разреден кондензатор ще започне да се увеличава продължителността на импулса постепенно и ако товарът все още е твърде голям, защитата ще работи отново веднага щом VT8 се отвори. Тригерът на VT2-VT3 обаче има още една задача - той следи стойността на главното първично напрежение от 12 волта и веднага щом стане по-малко от 9-10 волта, подавани към базата VT3 чрез резистори R21 и R22, преднапрежението няма да е достатъчно и VT3 ще се затвори, отваряйки VT2 и VT1. Контролерът ще спре и вторичното захранване ще се загуби.
Този модул оставя шанс да запали колата, ако внезапно нейният собственик реши да слуша музика на кола, която не работи, а също така предпазва усилвателя на мощността от внезапни падания на напрежението в момента на стартиране на стартера на автомобила - конверторът просто чака извън момента на критична консумация, защитавайки както усилвателя на мощността, така и неговите собствени превключватели на мощността.
Чертеж на печатна платка на този преобразувател, като има два варианта - един и два трансформатора.
Защо два трансформатора?
За повече мощност. Факт е, че общата мощност на трансформатора в автомобилните преобразуватели е ограничена от захранващо напрежение от дванадесет волта, което изисква определен брой завъртания на трансформатора. Пръстенът трябва да има най-малко четири оборота в първичната полунамотка; за w-образен ферит броят на оборотите може да бъде намален до три.

Това ограничение се дължи преди всичко на факта, че при по-малък брой навивки магнитното поле вече става неравномерно и загубите му са твърде големи. Това също така означава, че не е възможно да се отклони честотата на преобразуване към по-високи честоти - ще трябва да намалите броя на завъртанията, а това не е допустимо.
Така се оказва, че общата мощност е ограничена от броя на завъртанията на първичната намотка и малък честотен диапазон на преобразуване - не можете да отидете под 20 kHz - смущенията от преобразувателя не трябва да са в аудио диапазона, тъй като те ще положи всички усилия да бъде чут в високоговорителите.
Не можете да се издигнете и над 40 kHz - броят на завъртанията на първичната намотка става твърде малък.
Ако искате да получите повече мощност, тогава остава единственото решение - да увеличите броя на трансформаторите и двама далеч не са максимално възможни.
Но тук възниква друг въпрос - как да наблюдаваме всички трансформатори? Не искам да ограждам твърде сериозен групов стабилизиращ дросел или да въвеждам определен брой оптрони. Следователно единственият начин за контрол е последователното свързване на вторичните намотки. В този случай също се изключват изкривявания в потреблението и е много по-лесно да се контролира изходното напрежение, но ще трябва да се обърне максимално внимание на сглобяването и фазирането на трансформаторите.
Сега малко за разликите между електрическата схема и платката. Факт е, че на този принцип са посочени само най-основните точки на схемата, върху отпечатаната елементите са подредени според реалността. Например, няма филмови кондензатори за захранване на платката, но те са на платката. Разбира се, монтажните отвори за тях са направени според размерите на тези кондензатори, които са били налични по време на разработката. Разбира се, при липса на капацитет от 2,2 μF, той може да се използва за 1 μF, но не по-нисък от 0,47 μF.
За захранване във веригата са инсталирани и електролити от 4700 uF, но вместо тях има цял набор от 2200 uF 25 волтови кондензатори на платката и кондензаторите трябва да са с ниско ESR, това са тези, които се позиционират от продавачите като „за дънни платки“. Те обикновено са маркирани със сребърна или златна боя. Ако е възможно да се купи на 3300 микрофарада на 25 волта, тогава ще бъде още по-добре, но в нашия район това е доста рядко.
Няколко думи за предполагаемите джъмпери - това са джъмпери, които свързват релсите към себе си. Това беше направено с причина - дебелината на медта на платката е ограничена, а токовете, протичащи през проводниците, са доста големи и за да се компенсират загубите в проводника, пистата трябва или буквално да се пролее с припой , което е скъпо в днешно време, или се дублира с тоководещи проводници, като по този начин се увеличава общото напречно сечение на проводника. Тези джъмпери са направени от едножилен меден проводник с напречно сечение най-малко два и половина квадрата, в идеалния случай, разбира се, по-дебели - четири или шест квадрата.
Вторичен захранващ диоден мост. Диаграмата показва диоди в корпус TO-247, платката е подготвена за използване на диоди в корпус TO-220. Видът на диодите зависи пряко от планирания ток в товара и, разбира се, е по-добре да изберете по-бързи диоди - ще има по-малко самонагряване.
Сега няколко думи за подробностите за навиване.
Най-подозрителен във веригата е токовият трансформатор - изглежда трудно да се навие половин оборот с дебели проводници на първичната намотка и дори в различни посоки. Всъщност това е най-простият компонент на части за навиване. За производството на токов трансформатор се използва телевизионен захранващ филтър, ако ВНЕЗАПНО не беше възможно да се намери такъв, тогава може да се използва ВСЯКА W-образна феритна сърцевина, например плаващ трансформатор от компютърно захранване. Сърцевината се загрява до 110-120 градуса за десет-двадесет минути и след това щраква. Намотките се отстраняват, на рамката се навива вторична намотка, състояща се от 80-120 навивки от тел 0,1 ... 0,2 mm, разбира се, сгъната на две. След това началото на една намотка се свързва с края на втората, проводниците се фиксират по всякакъв удобен за вас начин и рамката с намотката се поставя върху половината от сърцевината. След това един пакет се полага в един прозорец със силата на първичната намотка, в три пъти - втората и втората половина на сърцевината се поставя. Това е всичко! Две намотки по половин оборот в първичната и 100 оборота във вторичната. Защо не е посочен точно броя на завоите? Броят на завоите трябва да бъде такъв, че да се получат три до пет волта на резистора R27 при максимални токове. Но не знам какъв ток считате за максимален, какви транзистори ще използвате. И стойността на напрежението при R27 винаги може да бъде коригирана чрез избиране на стойността на този резистор. Основното е, че токовият трансформатор е претоварен по протежение на вторичната намотка и за това се нуждаете от поне 60-70 оборота във вторичната - в този случай ще има минимално нагряване на сърцевината.

Индукторът L2 е извършен върху сърцевината на силовия трансформатор на импулсно захранване за телевизори с подходящ размер. По принцип може да се навие и върху сърцевината от трансформатор от компютърно захранване, но ще е необходимо да се организира немагнитна междина от 0,5 ... 0,7 mm. За да го създадете, достатъчно е да хвърлите НЕ ЗАТВОРЕН пръстен от намотаващ проводник с подходящ диаметър вътре в рамката с вмъкната половина на сърцевината.
Индукторът се навива преди пълнене, но кой проводник ще трябва да се изчисли. Лично аз предпочитам да работя или със снопове, или с лента. Лентата, разбира се, е по-компактна, с нейна помощ се получава много висока плътност на навиване, но отнема много време, за да се направи, и, разбира се, лепилото не лежи на пътя. Много по-лесно е да направите сноп - за това е достатъчно да разберете приблизителната дължина на проводника, да сгънете жицата няколко пъти и след това да използвате бормашина, за да я завъртите в сноп.
Какъв и колко тел трябва да се използва? Това вече зависи от изискванията към крайния продукт. В този случай говорим за автомобилна технология, която по дефиниция има много лоши условия на охлаждане, следователно самонагряването трябва да бъде сведено до минимум и за това е необходимо да се изчисли напречното сечение на проводника, при което той няма да се нагрее много , или изобщо не загрява. Последното разбира се е за предпочитане, но води до увеличаване на размерите, а колата не е Икарус, в който има много място. Следователно ще продължим от минималното отопление. Разбира се, можете разбира се да инсталирате вентилатори, така че да духат както през усилвателя, така и през конвертора, но само прахът от нашите пътища убива вентилаторите болезнено бързо, така че е по-добре да танцувате от естественото охлаждане и да вземете за основа напрежение на три ампера на квадратен милиметър от сечението на проводника. Това е доста популярно напрежение, което се препоръчва да се вземе предвид при производството на традиционен трансформатор върху w-образно желязо. За импулсни устройства се препоръчва да се поставят пет или шест ампера на квадратен милиметър, но това предполага добра конвекция на въздуха и нашият корпус е затворен, така че все още вземаме три ампера.
Убеден ли си, че три е по-добре? И сега даваме поправка на факта, че натоварването на усилвателя не е постоянно, защото никой не слуша чиста синусоида и дори близо до изрязване, така че отоплението няма да се случва постоянно, тъй като текущата стойност на мощността на усилвателя е приблизително 2/3 от максимума. Следователно напрежението може да се увеличи с тридесет процента без никакви рискове, т.е. доведете го до четири ампера на квадратен милиметър.
Още веднъж, за по-добро разбиране на числата. Условията за охлаждане са кофти, жицата от силни токове започва да загрява ако е много тънка, а ако се навие на бобина се загрява. За да разрешим проблема, задаваме напрежението на два и половина - три ампера на квадратен милиметър от сечението на проводника, ако натоварването е постоянно, ако захранваме усилвателя на мощността, тогава увеличаваме напрежението до четири - четири и половина ампера на квадратен милиметър от сечението на проводника.
Сега стартираме Excel, надявам се всеки да има такъв калкулатор и в горния ред пишем по ред: „Напрежение“, след това „Диаметър на проводника“, след това „Брой проводници“, след това „Максимален ток“ и в последната клетка „Мощност“. Отиваме в началото на следващия ред и записваме числото три засега, нека засега е три ампера на квадратен милиметър. В следващата клетка записваме числото едно, нека засега е тел с диаметър един милиметър. В следващата клетка пишем десет, това ще бъде броят на проводниците в пакета.
И ето клетките, в които ще има формули. Първо, изчисляваме напречното сечение. За да направите това, разделете диаметъра на 2 - имаме нужда от радиус. След това умножаваме радиуса по радиуса, за всеки случай, за да не ни затъпи калкулатора, вземаме изчислението на радиусите в скоби и умножаваме всичко това по pi. В резултат на това получаваме пи ер квадрат, т.е. площта на кръга, която е напречното сечение на проводника. След това, без да напускаме редактирането на клетката, умножаваме получения резултат по диаметъра на нашия проводник и умножаваме по броя на проводниците. Натискаме ENTER и виждаме число с куп десетични знаци. Такава висока точност не е необходима, затова закръгляме резултата до един знак след десетичната запетая и нагоре, така че да има малък технологичен марж. За да направите това, отидете на редактиране на клетката, изберете нашата формула и натиснете CONTROL X - cut, след това натиснете бутона FORMULA и изберете ROUND UP в реда МАТЕМАТИЧЕСКО ДЕЙСТВИЕ. Появява се диалогов прозорец с въпрос какво да се закръгли и до колко знака след десетичната запетая. Поставяме курсора в горния прозорец и CONTRL VE вмъкваме предварително изрязаната формула, а в долния прозорец поставяме единица, т.е. закръглете до един знак след десетичната запетая и щракнете върху OK. Сега клетката съдържа число с една цифра след десетичната запетая.
Остава да вмъкнете формулата в последната клетка, добре, всичко е просто тук - законът на Ом. Имаме максималния ток, който можем да използваме, и нека напрежението на борда е дванадесет волта, въпреки че на работеща кола е около тринадесет плюс, но това не взема предвид спада в свързващите проводници. Умножаваме получения ток по 12 и получаваме максималната номинална мощност, която няма да причини силно нагряване на проводника, по-точно сноп, състоящ се от десет проводника с диаметър един милиметър.
Няма да отговарям на въпросите „Но аз нямам такъв бутон, няма ред за редактиране“ и е публикувано по-подробно описание на използването на Excel при изчисленията на захранването:

Връщаме се към нашия занаят. Разбрахме диаметрите на проводниците в пакета и техния брой. Същите изчисления могат да се използват при определяне на необходимия пакет в намотките на трансформатора, но напрежението може да се увеличи до пет до шест ампера на квадратен милиметър - една половин намотка работи петдесет процента от времето, така че ще има време да се охлади. Възможно е да се увеличи напрежението в намотката до седем или осем ампера, но тук спадът на напрежението върху активното съпротивление на снопа вече ще започне да влияе и все още изглежда, че имаме желание да получим не лоша ефективност, така че по-добре недей.
Ако има няколко мощни транзистора, тогава е необходимо незабавно да се вземе предвид, че броят на проводниците в пакета трябва да бъде кратен на броя на транзисторите - пакетът ще трябва да бъде разделен на броя на захранващите агенти и е много е желателно да се разпределят равномерно протичащите токове през намотката.
Е, разбрахме изчисленията, можете да започнете да навивате. Ако това е домашен пръстен, тогава той трябва да бъде подготвен, а именно да се отстранят острите ъгли, за да не се повреди изолацията на намотката. След това пръстенът е изолиран с тънък изолатор - не е препоръчително да използвате електрическа лента за тези цели. Винилът ще изтече от температурата, а кърпата е твърде дебела. В идеалния случай - флуоропластична лента, но няма да я видите често в продажба. Thermosktch - материалът не е лош, но не е много удобно да го навивате, въпреки че ако го хванете, резултатът няма да е много лош. По едно време ползвах автомобилна антигравитация - само я боядисах с четка, оставих да изсъхне, пак я боядисах и така три пласта. Механичните свойства не са лоши и не голямото напрежение на пробив на тази изолация няма да повлияе на работата - в нашия случай цялото напрежение не е голямо. Първо, вторичната намотка е навита, тъй като е по-тънка и има повече завои в нея. След това първичната намотка се навива. И двете намотки се навиват веднага в два сгънати снопа - много е трудно да се направи грешка с броя на завъртанията, които трябва да бъдат еднакви. Сноповете се извикват и свързват в необходимата последователност.

Ако сте твърде мързеливи, за да се обадите или нямате достатъчно време, тогава преди навиването сноповете могат да бъдат боядисани в различни цветове. Купува се по двойки перманентни маркери с различни цветове, съдържанието на техните контейнери за боя буквално се измива с разтворител и след това сноповете се покриват с тази боя веднага след полагането. Боята не се държи много здраво, но дори след като я избършете от външните проводници на снопа, все още можете да видите боята вътре в снопа.
Можете да фиксирате навиващите се части на дъската по доста начини и това трябва да се прави не само с навиващи се части - високите електролити от постоянното разклащане също могат да се разделят с краката им. Така че всичко е залепено. Можете да използвате полиуретаново лепило, можете да използвате автомобилни фугиращи смеси или можете да използвате същата антигравитация. Очарованието на последното се крие във факта, че ако е необходимо, за да разглобите нещо, можете да го изкиснете - поставете върху него парцал, обилно напоен с разтворител 647, поставете всичко в найлонов плик и изчакайте пет до шест часа. Античакълът от изпаренията на разтворителя омеква и се отстранява относително лесно.
Това е всичко за автомобилните конвертори, нека да преминем към мрежовите.
За тези, които имат неуморно желание да бъдат умни, казват, че казах нещо, но не събрах нищо, ще отговоря веднага - всъщност споделям опита си и не се хвалете, че съм сглобил конвертора и работи. Това, което мигаше в рамката, беше или неуспешни опции, които не преминаха крайните измервания, или прототипи, които отидоха за разглобяване. Не се занимавам с производство на индивидуални устройства по поръчка и ако го направя, тогава на първо място трябва да е интересно за мен лично, било то по отношение на схемата или материално, но тук ще трябва да се интересувам много.

Само най-важното.
Захранващо напрежение 8-35v (изглежда възможно до 40v, но не го тествах)
Възможност за работа в еднотактов и двутактов режим.

За режим на един цикъл максималната продължителност на импулса е 96% (не по-малко от 4% мъртво време).
За двутактовия вариант продължителността на мъртвото време не може да бъде по-малко от 4%.
Чрез прилагане на напрежение от 0 ... 3.3v към щифт 4, можете да регулирате мъртвото време. И извършете плавен старт.
Има вграден стабилизиран източник на референтно напрежение 5V и ток до 10mA.
Има вградена защита срещу ниско захранващо напрежение, изключваща се под 5,5 ... 7V (най-често 6,4V). Проблемът е, че при това напрежение MOSFET вече преминават в линеен режим и изгарят ...
Възможно е да изключите генератора на микросхемата, като затворите изхода Rt (6) изхода на референтното напрежение (14) или изхода Ct (5) към земята с ключ.

Работна честота 1…300kHz.

Два вградени "грешка" операционни усилвателя с усилване Ku=70..95 dB. Входове - изходи (1); (2) и (15); (16). Изходите на усилвателите са комбинирани с ИЛИ елемент, така че този, на изхода на който напрежението е по-голямо, контролира продължителността на импулса. Един от входовете на компаратора обикновено е свързан с референтното напрежение (14), а вторият е там, където трябва да бъде ... Закъснението на сигнала вътре в усилвателя е 400ns, те не са проектирани да работят в рамките на един цикъл.

Изходните етапи на микросхемата със среден ток от 200 mA достатъчно бързо зареждат входния капацитет на портата на мощен mosfet, но не осигуряват неговото разреждане. в разумен срок. В тази връзка е необходим външен драйвер.

Изход (5) кондензатор С2 и изход (6) резистори R3; R4 - задайте честотата на вътрешния осцилатор на микросхемата. В режим push-pull се дели на 2.

Има възможност за синхронизация, задействане чрез входни импулси.

Еднотактов генератор с регулируема честота и работен цикъл
Еднотактов генератор с регулируема честота и работен цикъл (съотношение на продължителността на импулса към продължителността на паузата). С един транзисторен изходен драйвер. Този режим се реализира, ако щифт 13 е свързан към обща захранваща шина.

Схема (1)

Тъй като микросхемата има два изходни етапа, които в този случай работят във фаза, те могат да бъдат свързани паралелно, за да увеличат изходния ток ... Или не са включени ... (в зелено на диаграмата) Също така, резисторът R7 не е винаги настроен.

Чрез измерване на напрежението на резистора R10 с операционен усилвател можете да ограничите изходния ток. Референтното напрежение се подава към втория вход от делителя R5; R6. Добре разбирате, че R10 ще се нагрява.

Верига C6; R11, на (3) крак, сложи за по-голяма стабилност, пита дейташита, но работи и без него. Транзисторът може да бъде взет и npn структури.

Схема (2)

Схема (3)

Еднотактов генератор с регулируема честота и работен цикъл. С драйвер с два транзисторни изхода (допълнителен повторител).
Какво мога да кажа? Формата на сигнала е по-добра, преходните процеси са намалени в моментите на превключване, товароносимостта е по-висока, топлинните загуби са по-малки. Въпреки че това може да е субективно мнение. Но. Сега използвам само драйвер за два транзистора. Да, резисторът във веригата на портата ограничава скоростта на преходните процеси на превключване.

Схема (4)

И тук имаме диаграма на типичен усилващ (усилващ) регулируем еднокраен преобразувател, с регулиране на напрежението и ограничаване на тока.

Схемата работи, отивах към няколко версии. Изходното напрежение зависи от броя на завъртанията на намотката L1, добре, от съпротивлението на резисторите R7; R10; R11, които са избрани по време на настройка ... Самата намотка може да се навие на всичко. Размер - в зависимост от мощността. Пръстен, W-core, дори само на пръта. Но не трябва да преминава в насищане. Следователно, ако пръстенът е направен от ферит, тогава трябва да го изрежете и залепите с празнина. Големи пръстени от компютърни захранвания ще работят добре, не е необходимо да ги режете, те са направени от „пръскано желязо“, празнината вече е осигурена. Ако сърцевината е Ш-образна - задаваме немагнитна междина, идват с къса средна сърцевина - те вече са с междина. Накратко, навиваме с дебел меден или монтажен проводник (0,5-1,0 мм, в зависимост от мощността) и броят на навивките е 10 или повече (в зависимост от това какво напрежение искаме да получим). Свързваме товара към планираното напрежение с ниска мощност. Свързваме нашето творение към батерията чрез мощна лампа. Ако лампата не свети при пълна топлина, вземаме волтметър и осцилоскоп ...

Избираме резистори R7; R10; R11 и броя на завъртанията на бобината L1, постигайки желаното напрежение върху товара.

Дросел Dr1 - 5 ... 10 оборота с дебел проводник на всяко ядро. Дори видях опции, при които L1 и Dr1 са навити на едно и също ядро. Не го проверих лично.

Схема (5)

Това също е истинска схема на усилващ преобразувател, която може да се използва например за зареждане на лаптоп от автомобилна батерия. Компараторът на входовете (15); (16) следи напрежението на батерията "донор" и изключва преобразувателя, когато напрежението върху него падне под избрания праг.

Верига C8; R12; VD2 - така нареченият Snubber, е предназначен да потиска индуктивните пренапрежения. Спестява нисковолтов MOSFET, примерно IRF3205 издържа ако не се лъжа (drain - source) до 50v. Това обаче значително намалява ефективността. И диода, и резистора греят прилично. Това повишава надеждността. В някои режими (вериги), без него, мощен транзистор просто веднага изгаря. И понякога работи без всичко това ... Трябва да погледнете осцилоскопа ...

Схема (6)

Двутактов главен генератор.
Различни варианти на изпълнение и корекции.
На пръв поглед огромно разнообразие от схеми за превключване се свежда до много по-скромен брой наистина работещи ... Първото нещо, което обикновено правя, когато видя "хитра" схема, е да я преначертая в обичайния си стандарт. Преди се казваше ГОСТ. Сега не е ясно как се рисува, което го прави изключително трудно за възприемане. И крие грешките. Мисля, че често се прави нарочно.
Главен осцилатор за полумост или мост. Това е най-простият генератор.Продължителността и честотата на импулса се регулират ръчно. Оптронът на (3) крака също може да регулира продължителността, но настройката е много рязка. Преди прекъсвах работата на микросхемата. Някои "светила" казват, че е невъзможно да се контролира чрез (3) изход, микросхемата ще изгори, но моят опит потвърждава ефективността на това решение. Между другото, той беше успешно използван в заваръчен инвертор.

Николай Петрушов

TL494, що за "звяр" е това?

TL494 (Texas Instruments) е може би най-разпространеният PWM контролер, на базата на който са създадени повечето компютърни захранвания и захранващи части на различни домакински уреди.
И сега тази микросхема е доста популярна сред радиолюбителите, участващи в изграждането на импулсни захранвания. Вътрешният аналог на тази микросхема е M1114EU4 (KR1114EU4). В допълнение, различни чуждестранни компании произвеждат тази микросхема с различни имена. Например IR3M02 (Sharp), KA7500 (Samsung), MB3759 (Fujitsu). Това е един и същ чип.
Нейната възраст е много по-млада от TL431. Започва да се произвежда от Texas Instruments някъде в края на 90-те - началото на 2000-те.
Нека се опитаме да разберем заедно какво е това и какъв вид "звяр" е? Ще разгледаме чипа TL494 (Texas Instruments).

И така, нека започнем, като разгледаме какво има вътре.

Съединение.

Съдържа:
- генератор на трионно напрежение (GPN);
- компаратор за настройка на мъртвото време (DA1);
- Компаратор за настройка на ШИМ (DA2);
- усилвател на грешка 1 (DA3), използван главно за напрежение;
- усилвател на грешка 2 (DA4), използван главно от токоограничителен сигнал;
- източник на стабилно референтно напрежение (ION) за 5V с външен изход 14;
- верига за управление на изходния етап.

След това, разбира се, ще разгледаме всичките му компоненти и ще се опитаме да разберем за какво е всичко това и как работи всичко, но първо ще е необходимо да дадем неговите работни параметри (характеристики).

Настроики	Мин.	Макс.	Мерна единица промяна
V CC Захранващо напрежение	7	40	AT
V I Входно напрежение на усилвателя	-0,3	VCC-2	AT
V O Колекторно напрежение		40	AT
Колекторен ток (всеки транзистор)		200	mA
Ток на обратна връзка		0,3	mA
f OSC Честота на осцилатора	1	300	kHz
C T кондензатор на алтернатор	0,47	10000	nF
R T Съпротивление на резистора на генератора	1,8	500	kOhm
T A Работна температура TL494C TL494I	0	70	°C
	-40	85	°C

Неговите ограничаващи характеристики са следните;

Захранващо напрежение................................................ .....41V

Входно напрежение на усилвателя...................................(Vcc+0.3)V

Изходно напрежение на колектора............................41V

Изходен ток на колектора..................................... .....250mA

Общо разсейване на мощност в непрекъснат режим....1W

Местоположението и предназначението на щифтовете на микросхемата.

Заключение 1

Това е неинвертиращият (положителен) вход на усилвател на грешка 1.
Ако входното напрежение на него е по-ниско от напрежението на пин 2, тогава няма да има напрежение на изхода на този усилвател на грешка 1 (изходът ще бъде нисък) и няма да има никакъв ефект върху ширината (работен цикъл) на изходните импулси.
Ако напрежението на този щифт е по-високо от това на щифт 2, тогава напрежението ще се появи на изхода на този усилвател 1 (изходът на усилвател 1 ще има високо ниво) и ширината (работен цикъл) на изходните импулси ще намалее повече, толкова по-високо е изходното напрежение на този усилвател (максимум 3,3 волта).

Заключение 2

Това е инвертиращият (отрицателен) вход на усилвател на грешка 1.
Ако входното напрежение на този щифт е по-високо от щифт 1, няма да има грешка в напрежението на изхода на усилвателя (изходът ще бъде нисък) и няма да има ефект върху ширината (работен цикъл) на изходните импулси.
Ако напрежението на този щифт е по-ниско от това на щифт 1, изходът на усилвателя ще бъде висок.

Усилвателят на грешки е конвенционален операционен усилвател с коефициент на усилване от порядъка на = 70..95dB за постоянно напрежение (Ku = 1 при честота от 350 kHz). Диапазонът на входното напрежение на операционния усилвател се простира от -0,3 V до захранващото напрежение, минус 2 V. Тоест, максималното входно напрежение трябва да е поне два волта по-ниско от захранващото.

Заключение 3

Това са изходите на усилватели на грешки 1 и 2, свързани към този изход чрез диоди (ИЛИ верига). Ако напрежението на изхода на който и да е усилвател се промени от ниско на високо, тогава на пин 3 то също става високо.
Ако напрежението на този щифт надвишава 3,3 V, тогава импулсите на изхода на микросхемата изчезват (нулев работен цикъл).
Ако напрежението на този щифт е близо до 0 V, тогава продължителността на изходните импулси (работен цикъл) ще бъде максимална.

Извод 3 обикновено се използва за осигуряване на обратна връзка към усилвателите, но ако е необходимо, извод 3 може да се използва и като вход за осигуряване на промяна на ширината на импулса.
Ако напрежението върху него е високо (> ~ 3,5 V), тогава няма да има импулси на изхода на MS. Захранването няма да започне при никакви обстоятелства.

Заключение 4

Той контролира обхвата на промяна на "мъртвото" време (англ. Dead-Time Control), по принцип това е един и същ работен цикъл.
Ако напрежението върху него е близо до 0 V, тогава изходът на микросхемата ще има както минималната възможна, така и максималната ширина на импулса, които могат да бъдат съответно зададени от други входни сигнали (усилватели на грешки, щифт 3).
Ако напрежението на този щифт е около 1,5 V, тогава ширината на изходните импулси ще бъде в района на 50% от максималната им ширина.
Ако напрежението на този щифт надвишава 3,3 V, тогава няма да има импулси на изхода на MS. Захранването няма да започне при никакви обстоятелства.
Но не трябва да забравяте, че с увеличаване на "мъртвото" време обхватът на регулиране на ШИМ ще намалее.

Чрез промяна на напрежението на щифт 4 можете да зададете фиксирана ширина на "мъртвото" време (делител R-R), да приложите режим на плавен старт в PSU ( R-C верига), осигуряват дистанционно изключване на MS (ключ) и можете също да използвате този изход като линеен контролен вход.

Нека да разгледаме (за тези, които не знаят) какво е "мъртво" време и за какво служи.
Когато работи двутактна захранваща верига, импулсите се подават алтернативно от изходите на микросхемата към базите (портите) на изходните транзистори. Тъй като всеки транзистор е инерционен елемент, той не може незабавно да се затвори (отвори), когато се отстрани (приложи) сигнал от основата (порта) на изходния транзистор. И ако импулсите се прилагат към изходните транзистори без "мъртво" време (т.е. импулсът се премахва от един и веднага се прилага към втория), може да дойде момент, когато един транзистор няма време да се затвори, а вторият има вече е отворен. Тогава целият ток (наричан през ток) ще тече през двата отворени транзистора, заобикаляйки товара (намотка на трансформатора) и тъй като няма да бъде ограничен от нищо, изходните транзистори моментално ще се повредят.
За да не се случи това, е необходимо след края на един импулс и преди началото на следващия - да е изтекло известно време, достатъчно за надеждно затваряне на изходния транзистор, от входа на който е отстранен управляващият сигнал.
Това време се нарича "мъртво" време.

Да, дори ако погледнете фигурата със състава на микросхемата, виждаме, че щифт 4 е свързан към входа на компаратора за настройка на мъртвото време (DA1) чрез източник на напрежение от 0,1-0,12 V. Защо се прави това?
Това се прави така, че максималната ширина (работен цикъл) на изходните импулси никога да не е равна на 100%, за да се гарантира безопасната работа на изходните (изходните) транзистори.
Тоест, ако "поставите" пин 4 на общ проводник, тогава на входа на компаратора DA1 все още няма да има нулево напрежение, но ще има напрежение точно на тази стойност (0,1-0,12 V) и импулси от генераторът на зъбно напрежение (GPN) ще се появи на изхода на микросхемата само когато тяхната амплитуда на щифт 5 надвишава това напрежение. Тоест, микросхемата има фиксиран максимален праг на работния цикъл на изходните импулси, който няма да надвишава 95-96% за едноциклена работа на изходния етап и 47,5-48% за двуциклена работа на изхода сцена.

Заключение 5

Това е изходът на GPN, той е предназначен да свърже към него кондензатор за настройка на времето Ct, чийто втори край е свързан към общ проводник. Капацитетът му обикновено се избира от 0,01 μF до 0,1 μF, в зависимост от изходната честота на FPG импулсите на PWM контролера. Като правило тук се използват висококачествени кондензатори.
Изходната честота на GPN може просто да се контролира от този щифт. Диапазонът на изходното напрежение на генератора (амплитудата на изходните импулси) е някъде от порядъка на 3 волта.

Заключение 6

Това е и изходът на GPN, предназначен за свързване на резистор за настройка на времето Rt към него, вторият край на който е свързан към общ проводник.
Стойностите на Rt и Ct определят изходната честота на GPN и се изчисляват по формулата за едноциклична операция;

За режим на работа с push-pull формулата има следния вид;

За PWM контролери от други компании честотата се изчислява по същата формула, с изключение на това, че числото 1 ще трябва да се промени на 1.1.

Заключение 7

Той се свързва към общия проводник на веригата на устройството на PWM контролера.

Заключение 8

Микросхемата има изходен етап с два изходни транзистора, които са нейните изходни ключове. Колекторните и емитерните изводи на тези транзистори са свободни и затова в зависимост от необходимостта тези транзистори могат да бъдат включени в схемата за работа както с общ емитер, така и с общ колектор.
В зависимост от напрежението на пин 13, това изходно стъпало може да работи както в двутактов, така и в едноцикличен режим. При работа с един цикъл тези транзистори могат да бъдат свързани паралелно, за да се увеличи тока на натоварване, което обикновено се прави.
И така, щифт 8 е колекторният щифт на транзистор 1.

Заключение 9

Това е емитерният извод на транзистор 1.

Заключение 10

Това е емитерният извод на транзистор 2.

Заключение 11

Това е колекторът на транзистор 2.

Заключение 12

Към този щифт е свързан "плюсът" на захранването TL494CN.

Заключение 13

Това е изходът за избор на режим на работа на изходното стъпало. Ако този щифт е свързан към маса, изходното стъпало ще работи в еднопосочен режим. Изходните сигнали на изходите на транзисторните ключове ще бъдат еднакви.
Ако приложите напрежение от +5 V към този щифт (свържете щифтове 13 и 14 един към друг), тогава изходните клавиши ще работят в режим на издърпване. Изходните сигнали на клемите на транзисторните ключове ще бъдат извън фаза и честотата на изходните импулси ще бъде наполовина по-малка.

Заключение 14

Това е изходът на конюшнята Иизточник Опорно знапрежение (ION), С изходно напрежение от +5 V и изходен ток до 10 mA, което може да се използва като еталон за сравнение в усилватели на грешки и за други цели.

Заключение 15

Работи точно като щифт 2. Ако не се използва втори усилвател за грешка, щифт 15 просто се свързва към щифт 14 (+5V референтен).

Заключение 16

Работи по същия начин като щифт 1. Ако вторият усилвател на грешка не се използва, тогава той обикновено се свързва към общия проводник (щифт 7).
С пин 15, свързан към +5V и пин 16, свързан към маса, няма изходно напрежение от втория усилвател, така че няма ефект върху работата на чипа.

Принципът на работа на микросхемата.

И така, как работи контролерът TL494 PWM.
По-горе разгледахме подробно предназначението на щифтовете на тази микросхема и каква функция изпълняват.
Ако всичко това се анализира внимателно, тогава от всичко това става ясно как работи този чип. Но още веднъж ще опиша съвсем накратко принципа на неговата работа.

Когато микросхемата обикновено е включена и към нея се подава захранване (минус към пин 7, плюс към пин 12), GPN започва да генерира зъбни импулси с амплитуда от около 3 волта, чиято честота зависи от C и R свързан към щифтове 5 и 6 на микросхемата.
Ако стойността на управляващите сигнали (на щифтове 3 и 4) е по-малка от 3 волта, тогава на изходните ключове на микросхемата се появяват правоъгълни импулси, чиято ширина (работен цикъл) зависи от стойността на управляващите сигнали на щифтовете 3 и 4.
Тоест, микросхемата сравнява положителното трионно напрежение от кондензатора Ct (C1) с всеки от двата контролни сигнала.
Логическите схеми за управление на изходните транзистори VT1 ​​и VT2 ги отварят само когато напрежението на трионообразните импулси е по-високо от управляващите сигнали. И колкото по-голяма е тази разлика, толкова по-широк е изходният импулс (повече работен цикъл).
Контролното напрежение на пин 3 от своя страна зависи от сигналите на входовете на операционните усилватели (усилватели на грешки), които от своя страна могат да управляват изходното напрежение и изходния ток на PSU.

По този начин увеличаването или намаляването на стойността на всеки управляващ сигнал причинява съответно линейно намаляване или увеличаване на ширината на импулсите на напрежението на изходите на микросхемата.
Като управляващи сигнали, както бе споменато по-горе, могат да се използват напрежението от пин 4 (контрол на мъртвото време), входовете на усилвателите на грешката или сигналът за обратна връзка, въведен директно от пин 3.

Теорията, както се казва, си е теория, но ще бъде много по-добре да видите и "почувствате" всичко това на практика, така че нека сглобим следната схема на макетната дъска и да видим от първа ръка как работи всичко.

Най-простият и бърз начин- Сложете всичко заедно върху дъска. Да, инсталирах чипа KA7500. Поставям изхода "13" на микросхемата на общ проводник, тоест нашите изходни ключове ще работят в едноцикличен режим (сигналите на транзисторите ще бъдат еднакви), а честотата на повторение на изходните импулси ще съответства към честотата на трионообразното напрежение на GPN.

Свързах осцилоскопа към следните тестови точки:
- Първият лъч към щифт "4", за да контролира DC напрежението на този щифт. Намира се в центъра на екрана на нулевата линия. Чувствителност - 1 волт на деление;
- Вторият лъч към изхода "5", за контрол на трионообразното напрежение на GPN. Той също се намира на нулевата линия (и двата лъча са комбинирани) в центъра на осцилоскопа и със същата чувствителност;
- Третият лъч към изхода на микросхемата към изхода "9", за управление на импулсите на изхода на микросхемата. Чувствителността на лъча е 5 волта на деление (0,5 волта, плюс делител на 10). Намира се в долната част на екрана на осцилоскопа.

Забравих да кажа, че изходните ключове на микросхемата са свързани към общ колектор. С други думи, според схемата на емитерния последовател. Защо ретранслатор? Защото сигналът на емитера на транзистора точно повтаря базовия сигнал, така че можем да видим всичко ясно.
Ако премахнете сигнала от колектора на транзистора, тогава той ще бъде обърнат (обърнат) по отношение на базовия сигнал.
Захранваме микросхемата и виждаме какво имаме на изходите.

На четвъртия крак имаме нула (плъзгачът на тримера е в най-ниската си позиция), първият лъч е на нулевата линия в центъра на екрана. Усилвателите на грешки също не работят.
На петия крак виждаме зъбното напрежение на GPN (втори лъч) с амплитуда малко повече от 3 волта.
На изхода на микросхемата (щифт 9) виждаме правоъгълни импулси с амплитуда около 15 волта и максимална ширина (96%). Точките в долната част на екрана са само фиксиран праг на работния цикъл. За да се види по-добре, включете разтягането на осцилоскопа.

Е, сега можете да го видите по-добре. Това е точно времето, когато амплитудата на импулса пада до нула и изходният транзистор е затворен за това кратко време. Нулево ниво за този лъч в долната част на екрана.
Е, нека добавим напрежение към пин 4 и да видим какво ще получим.

На щифт "4" с тример резистор зададох постоянно напрежение от 1 волт, първият лъч се повиши с едно деление (права линия на екрана на осцилоскопа). какво виждаме Мъртвото време се е увеличило (работният цикъл е намалял), това е пунктирана линия в долната част на екрана. Тоест изходният транзистор е затворен за известно време за около половината от продължителността на самия импулс.
Нека добавим още един волт с резистор за настройка към щифт "4" на микросхемата.

Виждаме, че първият лъч се е повишил с едно деление нагоре, продължителността на изходните импулси е станала още по-кратка (1/3 от продължителността на целия импулс), а мъртвото време (времето на затваряне на изходния транзистор) се е увеличило до две трети. Тоест, ясно се вижда, че логиката на микросхемата сравнява нивото на GPN сигнала с нивото на управляващия сигнал и предава на изхода само този GPN сигнал, чието ниво е по-високо от управляващия сигнал.

За да стане още по-ясно, продължителността (ширината) на изходните импулси на микросхемата ще бъде същата като продължителността (ширината) на трионообразните изходни импулси на напрежението, които са над нивото на управляващия сигнал (над права линия на екран на осцилоскоп).

Хайде, добавете още един волт към щифт "4" на микросхемата. какво виждаме На изхода на микросхемата много къси импулси са приблизително еднакви по ширина с тези, изпъкнали над правата линия на върха на напрежението на триона. Включете разтягането на осцилоскопа, за да се види по-добре пулса.

Тук виждаме кратък импулс, по време на който изходният транзистор ще бъде отворен, а през останалото време (долният ред на екрана) ще бъде затворен.
Е, нека се опитаме да повишим още повече напрежението на пин "4". Задаваме напрежението на изхода с резистор за подстригване над нивото на зъбното напрежение на GPN.

Е, това е всичко, PSU ще спре да работи за нас, тъй като изходът е напълно "спокоен". Няма изходни импулси, тъй като на контролния щифт "4" имаме постоянно ниво на напрежение над 3,3 волта.
Абсолютно същото нещо ще се случи, ако подадете управляващ сигнал към пин "3" или към някакъв усилвател на грешка. Ако се интересувате, можете да проверите сами. Освен това, ако управляващите сигнали са незабавно на всички управляващи изходи, управлявайте микросхемата (преобладават), ще има сигнал от този контролен изход, чиято амплитуда е по-голяма.

Е, нека се опитаме да изключим изхода "13" от общия проводник и да го свържем към изхода "14", т.е. да превключим режима на работа на изходните клавиши от един цикъл към двоен цикъл. Да видим какво можем да направим.

С тример отново довеждаме напрежението на щифт "4" до нула. Включваме захранването. какво виждаме
На изхода на микросхемата има и правоъгълни импулси с максимална продължителност, но тяхната честота на повторение е станала половината от честотата на зъбните импулси.
Същите импулси ще бъдат на втория ключов транзистор на микросхемата (щифт 10), с единствената разлика, че те ще бъдат изместени във времето спрямо тях на 180 градуса.
Има и максимален праг на работен цикъл (2%). Сега не се вижда, трябва да свържете 4-тия лъч на осцилоскопа и да комбинирате двата изходни сигнала заедно. Четвъртата сонда не е под ръка, така че не го направих. Който иска, нека провери сам, за да се увери в това.

В този режим микросхемата работи точно по същия начин, както в режим на един цикъл, с единствената разлика, че максималната продължителност на изходните импулси тук няма да надвишава 48% от общата продължителност на импулса.
Така че няма да разглеждаме този режим дълго време, а просто вижте какви импулси ще имаме при напрежение на пин "4" от два волта.

Повишаваме напрежението с резистор за настройка. Широчината на изходните импулси е намаляла до 1/6 от общата продължителност на импулса, тоест също точно два пъти повече, отколкото при едноциклен режим на работа на изходните превключватели (там 1/3 пъти).
На изхода на втория транзистор (щифт 10) ще има същите импулси, само изместени във времето с 180 градуса.
Е, по принцип анализирахме работата на ШИМ контролера.

Повече за заключението "4". Както споменахме по-рано, този щифт може да се използва за "плавно" стартиране на захранването. Как да го организираме?
Много просто. За да направите това, свържете към изхода "4" RC верига. Ето пример за фрагмент от диаграма:

Как работи "плавният старт" тук? Да погледнем диаграмата. Кондензатор C1 е свързан към ION (+5 волта) чрез резистор R5.
Когато се подаде захранване към микросхемата (щифт 12), на щифт 14 се появява +5 волта. Кондензатор C1 започва да се зарежда. Зарядният ток на кондензатора протича през резистора R5, в момента на включване той е максимален (кондензаторът се разрежда) и на резистора се получава спад на напрежението от 5 волта, който се прилага към изхода "4". Това напрежение, както вече разбрахме от опит, забранява преминаването на импулси към изхода на микросхемата.
Тъй като кондензаторът се зарежда, токът на зареждане намалява и спадът на напрежението върху резистора съответно намалява. Напрежението на щифт "4" също намалява и на изхода на микросхемата започват да се появяват импулси, чиято продължителност постепенно се увеличава (със зареждането на кондензатора). Когато кондензаторът е напълно зареден, токът на зареждане спира, напрежението на щифт "4" става близо до нула и щифт "4" вече не влияе върху продължителността на изходните импулси. Захранването влиза в работен режим.
Естествено се досещате, че времето за стартиране на захранването (извеждането му в режим на работа) ще зависи от стойността на резистора и кондензатора и чрез избора им ще можете да регулирате това време.

Е, това е накратко цялата теория и практика и тук няма нищо особено сложно и ако разбирате и разбирате работата на този PWM, тогава няма да ви е трудно да разберете и разберете работата на други PWM.

Пожелавам на всички късмет.

Само най-важното.
Захранващо напрежение 8-35v (изглежда възможно до 40v, но не го тествах)
Възможност за работа в еднотактов и двутактов режим.

За режим на един цикъл максималната продължителност на импулса е 96% (не по-малко от 4% мъртво време).
За двутактовия вариант продължителността на мъртвото време не може да бъде по-малко от 4%.
Чрез прилагане на напрежение от 0 ... 3.3v към щифт 4, можете да регулирате мъртвото време. И извършете плавен старт.
Има вграден стабилизиран източник на референтно напрежение 5V и ток до 10mA.
Има вградена защита срещу ниско захранващо напрежение, изключваща се под 5,5 ... 7V (най-често 6,4V). Проблемът е, че при това напрежение MOSFET вече преминават в линеен режим и изгарят ...
Възможно е да изключите генератора на микросхемата, като затворите изхода Rt (6) изхода на референтното напрежение (14) или изхода Ct (5) към земята с ключ.

Работна честота 1…300kHz.

Два вградени "грешка" операционни усилвателя с усилване Ku=70..95 dB. Входове - изходи (1); (2) и (15); (16). Изходите на усилвателите са комбинирани с ИЛИ елемент, така че този, на изхода на който напрежението е по-голямо, контролира продължителността на импулса. Един от входовете на компаратора обикновено е свързан с референтното напрежение (14), а вторият е там, където трябва да бъде ... Закъснението на сигнала вътре в усилвателя е 400ns, те не са проектирани да работят в рамките на един цикъл.

Изходните етапи на микросхемата със среден ток от 200 mA достатъчно бързо зареждат входния капацитет на портата на мощен mosfet, но не осигуряват неговото разреждане. в разумен срок. В тази връзка е необходим външен драйвер.

Изход (5) кондензатор С2 и изход (6) резистори R3; R4 - задайте честотата на вътрешния осцилатор на микросхемата. В режим push-pull се дели на 2.

Има възможност за синхронизация, задействане чрез входни импулси.

Еднотактов генератор с регулируема честота и работен цикъл
Еднотактов генератор с регулируема честота и работен цикъл (съотношение на продължителността на импулса към продължителността на паузата). С един транзисторен изходен драйвер. Този режим се реализира, ако щифт 13 е свързан към обща захранваща шина.

Схема (1)

Тъй като микросхемата има два изходни етапа, които в този случай работят във фаза, те могат да бъдат свързани паралелно, за да увеличат изходния ток ... Или не са включени ... (в зелено на диаграмата) Също така, резисторът R7 не е винаги настроен.

Чрез измерване на напрежението на резистора R10 с операционен усилвател можете да ограничите изходния ток. Референтното напрежение се подава към втория вход от делителя R5; R6. Добре разбирате, че R10 ще се нагрява.

Верига C6; R11, на (3) крак, сложи за по-голяма стабилност, пита дейташита, но работи и без него. Транзисторът може да бъде взет и npn структури.

Схема (2)

Схема (3)

Еднотактов генератор с регулируема честота и работен цикъл. С драйвер с два транзисторни изхода (допълнителен повторител).
Какво мога да кажа? Формата на сигнала е по-добра, преходните процеси са намалени в моментите на превключване, товароносимостта е по-висока, топлинните загуби са по-малки. Въпреки че това може да е субективно мнение. Но. Сега използвам само драйвер за два транзистора. Да, резисторът във веригата на портата ограничава скоростта на преходните процеси на превключване.

Схема (4)

И тук имаме диаграма на типичен усилващ (усилващ) регулируем еднокраен преобразувател, с регулиране на напрежението и ограничаване на тока.

Схемата работи, отивах към няколко версии. Изходното напрежение зависи от броя на завъртанията на намотката L1, добре, от съпротивлението на резисторите R7; R10; R11, които са избрани по време на настройка ... Самата намотка може да се навие на всичко. Размер - в зависимост от мощността. Пръстен, W-core, дори само на пръта. Но не трябва да преминава в насищане. Следователно, ако пръстенът е направен от ферит, тогава трябва да го изрежете и залепите с празнина. Големи пръстени от компютърни захранвания ще работят добре, не е необходимо да ги режете, те са направени от „пръскано желязо“, празнината вече е осигурена. Ако сърцевината е Ш-образна - задаваме немагнитна междина, идват с къса средна сърцевина - те вече са с междина. Накратко, навиваме с дебел меден или монтажен проводник (0,5-1,0 мм, в зависимост от мощността) и броят на навивките е 10 или повече (в зависимост от това какво напрежение искаме да получим). Свързваме товара към планираното напрежение с ниска мощност. Свързваме нашето творение към батерията чрез мощна лампа. Ако лампата не свети при пълна топлина, вземаме волтметър и осцилоскоп ...

Избираме резистори R7; R10; R11 и броя на завъртанията на бобината L1, постигайки желаното напрежение върху товара.

Дросел Dr1 - 5 ... 10 оборота с дебел проводник на всяко ядро. Дори видях опции, при които L1 и Dr1 са навити на едно и също ядро. Не го проверих лично.

Схема (5)

Това също е истинска схема на усилващ преобразувател, която може да се използва например за зареждане на лаптоп от автомобилна батерия. Компараторът на входовете (15); (16) следи напрежението на батерията "донор" и изключва преобразувателя, когато напрежението върху него падне под избрания праг.

Верига C8; R12; VD2 - така нареченият Snubber, е предназначен да потиска индуктивните пренапрежения. Спестява нисковолтов MOSFET, примерно IRF3205 издържа ако не се лъжа (drain - source) до 50v. Това обаче значително намалява ефективността. И диода, и резистора греят прилично. Това повишава надеждността. В някои режими (вериги), без него, мощен транзистор просто веднага изгаря. И понякога работи без всичко това ... Трябва да погледнете осцилоскопа ...

Схема (6)

Двутактов главен генератор.
Различни варианти на изпълнение и корекции.
На пръв поглед огромно разнообразие от схеми за превключване се свежда до много по-скромен брой наистина работещи ... Първото нещо, което обикновено правя, когато видя "хитра" схема, е да я преначертая в обичайния си стандарт. Преди се казваше ГОСТ. Сега не е ясно как се рисува, което го прави изключително трудно за възприемане. И крие грешките. Мисля, че често се прави нарочно.
Главен осцилатор за полумост или мост. Това е най-простият генератор.Продължителността и честотата на импулса се регулират ръчно. Оптронът на (3) крака също може да регулира продължителността, но настройката е много рязка. Преди прекъсвах работата на микросхемата. Някои "светила" казват, че е невъзможно да се контролира чрез (3) изход, микросхемата ще изгори, но моят опит потвърждава ефективността на това решение. Между другото, той беше успешно използван в заваръчен инвертор.

ИМУХТОВНО ЗАХРАНВАНЕ НА TL494 И IR2110

Повечето автомобилни и мрежови преобразуватели на напрежение се основават на специализиран контролер TL494 и тъй като той е основният, не би било честно да не говорим накратко за принципа на неговата работа.
Контролерът TL494 е пластмасов корпус DIP16 (има опции в планарен корпус, но той не се използва в тези конструкции). Функционалната схема на контролера е показана на фиг.1.

Фигура 1 - Блокова схема на чипа TL494.

Както се вижда от фигурата, микросхемата TL494 има много развити управляващи вериги, което прави възможно изграждането на преобразуватели на нейна основа за почти всякакви изисквания, но първо няколко думи за функционалните единици на контролера.
ION и вериги за защита от ниско напрежение. Веригата се включва, когато захранването достигне прага от 5.5..7.0 V (типична стойност 6.4V). До този момент вътрешните управляващи шини забраняват работата на генератора и логическата част на схемата. Ток на празен ход при захранващо напрежение +15V (дезактивирани изходни транзистори) не повече от 10 mA. ION +5V (+4.75..+5.25 V, стабилизация на изхода не по-лоша от +/- 25mV) осигурява изходящ ток до 10 mA. Възможно е да се усили ION само с помощта на последовател на npn-емитер (вижте TI страници 19-20), но напрежението на изхода на такъв "стабилизатор" ще зависи силно от тока на натоварване.
Генераторгенерира на синхронизиращия кондензатор Ct (щифт 5) трионообразно напрежение от 0..+3.0V (амплитуда, зададена от ION) за TL494 Texas Instruments и 0...+2.8V за TL494 Motorola (какво можем да очакваме от другите?) , съответно за TI F =1.0/(RtCt), за Motorola F=1.1/(RtCt).
Допустими работни честоти от 1 до 300 kHz, докато препоръчителният диапазон е Rt = 1...500kΩ, Ct=470pF...10uF. В този случай типичният температурен дрейф на честотата е (разбира се, без да се взема предвид дрейфът на свързаните компоненти) +/-3%, а честотният дрейф в зависимост от захранващото напрежение е в рамките на 0,1% в целия допустим диапазон .
За дистанционно изключване генератор, можете да използвате външен ключ, за да затворите входа Rt (6) към изхода на ION, или - затворете Ct към земята. Разбира се, съпротивлението на изтичане на отворения ключ трябва да се вземе предвид при избора на Rt, Ct.
Вход за контрол на фазата на покой (работен цикъл) чрез компаратора на фазата на покой задава необходимата минимална пауза между импулсите в рамената на веригата. Това е необходимо както за предотвратяване на пропускане на ток в силовите стъпала извън ИС, така и за стабилна работа на тригера - времето за превключване на цифровата част на TL494 е 200 ns. Изходният сигнал се активира, когато трионът на Ct превиши напрежението на контролния вход 4 (DT). При тактови честоти до 150 kHz при нулево управляващо напрежение, фазата на почивка = 3% от периода (еквивалентно отместване на управляващия сигнал 100..120 mV), при високи честоти вградената корекция удължава фазата на почивка до 200.. 300 ns.
С помощта на входната верига DT е възможно да се зададе фиксирана фаза на почивка (делител R-R), режим на плавен старт (RC), дистанционно изключване (ключ), а също и да се използва DT като линеен контролен вход. Входната верига е съставена от pnp транзистори, така че входният ток (до 1,0 uA) изтича от IC, а не се влива в нея. Токът е доста голям, така че трябва да се избягват резистори с високо съпротивление (не повече от 100 kOhm). Вижте TI, страница 23 за пример за защита от пренапрежение с помощта на 3-щифтов ценеров диод TL430 (431).
Усилватели на грешки - всъщност операционни усилватели с Ku=70..95dB постоянно напрежение (60 dB за ранните серии), Ku=1 при 350 kHz. Входните вериги са сглобени на pnp транзистори, така че входният ток (до 1,0 µA) изтича от IC и не се влива в нея. Токът е достатъчно голям за операционния усилвател, преднапрежението също е (до 10 mV), така че трябва да се избягват резистори с високо съпротивление в управляващите вериги (не повече от 100 kOhm). Но благодарение на използването на pnp входове, диапазонът на входното напрежение е от -0.3V до Vsupply-2V
Когато използвате RC честотно зависима операционна система, трябва да се помни, че изходът на усилвателите всъщност е еднокраен (сериен диод!), Така че зареждането на капацитета (нагоре) ще го зареди, а надолу - ще отнеме много време за освобождаване от отговорност. Напрежението на този изход е от порядъка на 0..+3.5V (малко повече от амплитудата на генератора), след това коефициента на напрежение рязко пада и при около 4.5V на изхода усилвателите се насищат. По същия начин трябва да се избягват резистори с ниско съпротивление в изходната верига на усилвателите (контури OS).
Усилвателите не са проектирани да работят в рамките на един цикъл на работната честота. При забавяне на разпространението на сигнала вътре в усилвателя от 400 ns, те са твърде бавни за това и логиката за управление на тригера не позволява (ще има странични импулси на изхода). В реалните PN вериги граничната честота на веригата OS се избира от порядъка на 200-10000 Hz.
Логика за управление на тригера и изхода - Със захранващо напрежение най-малко 7V, ако напрежението на триона на генератора е по-голямо от това на управляващия вход DT и ако напрежението на триона е по-голямо от това на който и да е от усилвателите на грешки (като се вземат предвид вградените прагове и отмествания) - изходът на веригата е разрешен. Когато генераторът се нулира от максимум до нула, изходите се дезактивират. Тригер с двуфазен изход разделя честотата наполовина. При логическа 0 на вход 13 (режим на изход), тригерните фази се комбинират чрез ИЛИ и се подават едновременно към двата изхода, при логическа 1 те се подават парафазно към всеки изход поотделно.
Изходни транзистори - npn Darlingtons с вградена термична защита (но без токова защита). По този начин минималният спад на напрежението между колектора (обикновено затворен към положителната шина) и емитера (при товара) е 1,5 V (типично при 200 mA), а в обща емитерна верига е малко по-добър, 1,1 V типично. Максималният изходен ток (с един отворен транзистор) е ограничен до 500 mA, максималната мощност за целия кристал е 1W.
Импулсните захранвания постепенно изместват традиционните си роднини в звуковото инженерство, тъй като изглеждат значително по-привлекателни както икономически, така и като цяло. Същият фактор, който импулсните захранващи устройства допринасят за изкривяването на усилвателя, а именно появата на допълнителни обертонове, вече губи своята релевантност главно поради две причини - съвременната елементна база ви позволява да проектирате преобразуватели с честота на преобразуване, значително по-висока от 40 kHz , следователно модулацията на захранването, въведена от захранването, ще бъде в ултразвук. В допълнение, по-високата честота на мощността е много по-лесна за филтриране и използването на два L-образни LC филтъра в силовите вериги вече достатъчно изглажда пулсациите при тези честоти.
Разбира се, има и муха в мехлема в тази бъчва с мед - разликата в цената между типично захранване за усилвател на мощност и импулсно става по-осезаема с увеличаване на мощността на това устройство, т.е. колкото по-мощно е захранването, толкова по-изгодно е в сравнение с типичния аналог.
И това не е всичко. При използване на импулсни захранвания е необходимо да се спазват правилата за монтиране на високочестотни устройства, а именно използването на допълнителни екрани, захранването на общ проводник към радиаторите на силовата част, както и правилното окабеляване на земята и свързването на екраниращи оплетки и проводници.
След малко лирично отклонение относно характеристиките на импулсните захранвания за усилватели на мощност, действителната електрическа схема на 400W захранване:

Снимка 1. електрическа схемаимпулсно захранване за усилватели до 400 W
УГОЛЕМИ С ДОБРО КАЧЕСТВО

Контролерът за управление в това захранване е TL494. Разбира се, има по-модерни интегрални схеми за тази задача, но ние използваме този конкретен контролер по две причини - той е МНОГО лесен за получаване. Доста дълго време не бяха открити проблеми с качеството на произведените захранвания TL494 от Texas Instruments. Усилвателят на грешката е покрит от OOS, което прави възможно постигането на доста голям коефициент. стабилизация (съотношение на резистори R4 и R6).
След контролера TL494 има половин мостов драйвер IR2110, който всъщност управлява портите на силовите транзистори. Използването на драйвера направи възможно изоставянето на съгласуващия трансформатор, който се използва широко в компютърните захранвания. Драйверът IR2110 се зарежда на щорите през веригите R24-VD4 и R25-VD5, ускорявайки затварянето на полеви работници.
Силовите превключватели VT2 и VT3 работят върху първичната намотка на силовия трансформатор. Средната точка, необходима за получаване на променливо напрежение в първичната намотка на трансформатора, се формира от елементите R30-C26 и R31-C27.
Няколко думи за алгоритъма на импулсното захранване на TL494:
В момента на подаване на мрежово напрежение 220 V, капацитетите на първичните силови филтри C15 и C16 се заразяват чрез резистори R8 и R11, което не позволява диолният мост VD да бъде претоварен с ток на късо съединение от напълно разреден C15 и C16. В същото време кондензаторите C1, C3, C6, C19 се зареждат чрез линия от резистори R16, R18, R20 и R22, стабилизатор 7815 и резистор R21.
Веднага щом напрежението на кондензатора C6 достигне 12 V, ценеровият диод VD1 "пробива" и токът започва да тече през него, зареждайки кондензатора C18, и веднага щом положителният извод на този кондензатор достигне стойност, достатъчна за отваряне тиристора VS2, той ще се отвори. Това ще включи реле K1, което ще шунтира с контактите си резисторите за ограничаване на тока R8 и R11.В допълнение, отвореният тиристор VS2 ще отвори транзистора VT1 към контролера TL494 и драйвера на половин мост IR2110. Контролерът ще влезе в режим на плавен старт, продължителността на който зависи от стойностите на R7 и C13.
По време на плавен старт, продължителността на импулсите, които отварят силовите транзистори, се увеличава постепенно, като по този начин постепенно зарежда вторичните силови кондензатори и ограничава тока през токоизправителните диоди. Продължителността се увеличава, докато количеството вторична мощност стане достатъчно за включване на светодиода на оптрона IC1. Веднага след като яркостта на светодиода на оптрона стане достатъчна, за да отвори транзистора, продължителността на импулса ще спре да се увеличава (Фигура 2).

Фигура 2. Режим на плавен старт.

Тук трябва да се отбележи, че продължителността на мекия старт е ограничена, тъй като токът, преминаващ през резисторите R16, R18, R20, R22, не е достатъчен за захранване на контролера TL494, драйвера IR2110 и включената намотка на релето - захранването напрежението на тези микросхеми ще започне да намалява и скоро ще намалее до стойност, при която TL494 ще спре да генерира управляващи импулси. И точно преди този момент режимът на плавен старт трябва да приключи и преобразувателят трябва да влезе в нормален режим на работа, тъй като основното захранване за контролера TL494 и драйвера IR2110 се получава от силовия трансформатор (VD9, VD10 - токоизправител с средна точка, R23-C1-C3 - RC филтър, IC3 е 15 V стабилизатор) и затова кондензаторите C1, C3, C6, C19 имат толкова високи стойности - те трябва да поддържат захранването на контролера, докато се върне към нормална работа .
TL494 стабилизира изходното напрежение чрез промяна на продължителността на управляващите импулси на мощните транзистори при постоянна честота - модулация на ширината на импулса - ШИМ. Това е възможно само ако стойността на вторичното напрежение на силовия трансформатор е по-висока от необходимата на изхода на стабилизатора с най-малко 30%, но не повече от 60%.

Фигура 3. Принципът на работа на PWM стабилизатора.

С увеличаване на натоварването изходното напрежение започва да намалява, светодиодът IC1 на оптрона започва да свети по-слабо, транзисторът на оптрона се затваря, намалявайки напрежението в усилвателя на грешката и по този начин увеличавайки продължителността на управляващите импулси, докато ефективното напрежение достигне стабилизиращата стойност (Фигура 3). Когато натоварването намалее, напрежението ще започне да се увеличава, светодиодът на оптрона IC1 ще започне да свети по-ярко, като по този начин ще отвори транзистора и ще намали продължителността на управляващите импулси, докато стойността на ефективната стойност на изходното напрежение намалее до a стабилизирана стойност. Стойността на стабилизираното напрежение се регулира от настройващ резистор R26.
Трябва да се отбележи, че контролерът TL494 не регулира продължителността на всеки импулс в зависимост от изходното напрежение, а само средната стойност, т.е. измервателната част има известна инерция. Въпреки това, дори при инсталирани кондензатори във вторичното захранване с капацитет 2200 uF, прекъсванията на захранването при пикови краткотрайни натоварвания не надвишават 5%, което е напълно приемливо за оборудване от клас HI-FI. Обикновено поставяме кондензатори във вторичното захранване от 4700 uF, което дава уверен запас за пикови стойности, а използването на групов стабилизиращ дросел ви позволява да контролирате всичките 4 изходни мощностни напрежения.
The импулсен блокзахранването е оборудвано със защита от претоварване, чийто измервателен елемент е токовият трансформатор TV1. Веднага щом токът достигне критична стойност, тиристорът VS1 се отваря и шунтира захранването на крайния етап на контролера. Контролните импулси изчезват и захранването преминава в режим на готовност, който може да бъде в режим на готовност доста дълго време, тъй като тиристорът VS2 продължава да остава отворен - токът, протичащ през резисторите R16, R18, R20 и R22, е достатъчен, за да дръжте го отворено. Как да изчислим токов трансформатор.
За да изведете захранването от режим на готовност, трябва да натиснете бутона SA3, който ще шунтира тиристора VS2 с неговите контакти, токът ще спре да тече през него и той ще се затвори. Веднага щом контактите SA3 се отворят, транзисторът VT1 се затваря, премахвайки захранването от контролера и драйвера. По този начин управляващата верига ще премине в режим на минимална консумация - тиристорът VS2 е затворен, следователно релето K1 е изключено, транзисторът VT1 е затворен, следователно контролерът и драйверът са изключени. Кондензаторите C1, C3, C6 и C19 започват да се зареждат и веднага щом напрежението достигне 12 V, тиристорът VS2 ще се отвори и импулсното захранване ще започне.
Ако е необходимо, поставете захранването в режим на готовност, можете да използвате бутона SA2, когато натиснете, базата и емитерът на транзистора VT1 ще бъдат свързани. Транзисторът ще се затвори и ще изключи контролера и драйвера. Управляващите импулси ще изчезнат и вторичните напрежения също ще изчезнат. Захранването обаче няма да бъде премахнато от релето K1 и преобразувателят няма да се рестартира.
Тази схема ви позволява да сглобявате захранвания от 300-400 W до 2000 W, разбира се, че някои елементи на веригата ще трябва да бъдат заменени, тъй като според техните параметри те просто не могат да издържат на големи натоварвания.
Когато сглобявате по-мощни опции, трябва да обърнете внимание на кондензаторите на изглаждащите филтри на първичното захранване C15 и C16. Общият капацитет на тези кондензатори трябва да бъде пропорционален на мощността на захранването и да съответства на съотношението 1 W от изходната мощност на преобразувателя на напрежение да съответства на 1 μF от капацитета на кондензатора на първичния захранващ филтър. С други думи, ако захранването е 400 W, тогава трябва да се използват 2 кондензатора 220 uF, ако мощността е 1000 W, тогава трябва да се инсталират 2 кондензатора 470 uF или два кондензатора 680 uF.
Това изискванеима две цели. Първо, пулсациите на първичното захранващо напрежение са намалени, което улеснява стабилизирането на изходното напрежение. Второ, използването на два кондензатора вместо един улеснява работата на самия кондензатор, тъй като електролитните кондензатори от серията TK са много по-лесни за получаване и те не са изцяло предназначени за използване във високочестотни захранвания - вътрешното съпротивление е твърде висока и при високи честоти тези кондензатори ще се нагреят. Използвайки две части, вътрешното съпротивление се намалява и полученото нагряване вече се разделя между двата кондензатора.
Когато се използват като мощни транзистори IRF740, IRF840, STP10NK60 и подобни (за повече подробности относно най-често използваните транзистори в мрежовите преобразуватели вижте таблицата в долната част на страницата), можете напълно да откажете диодите VD4 и VD5 и да намалите стойностите на резисторите R24 и R25 до 22 ома - захранването на драйвера IR2110 е достатъчно, за да управлява тези транзистори. Ако се монтира по-мощно импулсно захранване, тогава ще са необходими по-мощни транзистори. Трябва да се обърне внимание както на максималния ток на транзистора, така и на мощността му на разсейване - импулсно стабилизираните захранвания са много чувствителни към правилността на подавания снаббер и без него силовите транзистори се нагряват повече, защото токовете, образувани поради самоиндукция, започват да протичат през диодите, монтирани в транзисторите. Научете повече за избора на демпфер.
Също така увеличаването на времето за затваряне без демпфер има значителен принос за отоплението - транзисторът е по-дълъг в линеен режим.
Доста често те забравят за още една характеристика на транзисторите с полеви ефекти - с повишаване на температурата максималният им ток намалява и то доста силно. Въз основа на това, когато избирате силови транзистори за импулсни захранвания, трябва да имате поне два пъти запас за максимален ток за захранвания на усилватели на мощност и три пъти за устройства, работещи при голям непроменлив товар, като индукционна топилна печка или декоративно осветление, захранване на електроинструмент с ниско напрежение.
Стабилизирането на изходното напрежение се осъществява благодарение на груповия стабилизиращ дросел L1 (DGS). Обърнете внимание на посоката на намотките на този индуктор. Броят на завоите трябва да бъде пропорционален на изходното напрежение. Разбира се, има формули за изчисляване на тази намотка, но опитът показва, че общата мощност на сърцевината за DGS трябва да бъде 20-25% от общата мощност на силов трансформатор. Можете да навивате, докато прозорецът се запълни с около 2/3, като не забравяте, че ако изходните напрежения са различни, тогава намотката с по-високо напрежение трябва да бъде пропорционално по-голяма, например имате нужда от две биполярни напрежения, едно за ± 35 V , а вторият за захранване на субуфера с напрежение ±50 V.
Навиваме DGS на четири проводника наведнъж, докато се запълнят 2/3 от прозореца, като броим завоите. Диаметърът се изчислява въз основа на интензитета на тока от 3-4 A / mm2. Да кажем, че имаме 22 оборота, съставяме пропорцията:
22 оборота / 35 V = X оборота / 50 V.
X оборота = 22 × 50 / 35 = 31,4 ≈ 31 оборота
След това отрязваме два проводника за ± 35 V и навиваме още 9 оборота за напрежение ± 50.
ВНИМАНИЕ! Не забравяйте, че качеството на стабилизация директно зависи от това колко бързо се променя напрежението, към което е свързан диодът на оптрона. За да подобрите стила на cof, има смисъл да свържете допълнителен товар към всяко напрежение под формата на 2 W резистори и съпротивление от 3,3 kOhm. Товарният резистор, свързан към напрежението, контролирано от оптрона, трябва да бъде 1,7 ... 2,2 пъти по-малко.

Данните за намотките за мрежови импулсни захранвания на феритни пръстени с пропускливост 2000NM са обобщени в таблица 1.

ДАННИ ЗА НАМОТКИ ЗА ИМПУЛСНИ ТРАНСФОРМАТОРИ ИЗЧИСЛЕНО ПО МЕТОДА НА ЕНОРАСЯН Както показват многобройни експерименти, броят на завоите може безопасно да бъде намален с 10-15%. без страх от навлизане на ядрото в насищане.

Внедряване Размер Честота на преобразуване, kHz

1 пръстен К40х25х11 Габ. мощност Витков до основното

2 ринга К40х25х11 Габ. мощност Витков до основното

1 ринг К45х28х8 Габ. мощност Витков до основното

2 ринга К45х28х8 Габ. мощност Витков до основното

3 ринга К45х28х81 Габ. мощност Витков до основното

4 ринга К45х28х8 Габ. мощност Витков до основното

5 ринга К45х28х8 Габ. мощност Витков до основното

6 ринга К45х28х8 Габ. мощност Витков до основното

7 ринга К45х28х8 Габ. мощност Витков до основното

8 ринга К45х28х8 Габ. мощност Витков до основното

9 ринга К45х28х8 Габ. мощност Витков до основното

10 ринга К45х28х81 Габ. мощност Витков до основното

Въпреки това, далеч не винаги е възможно да се разбере марката ферит, особено ако е ферит от линейни трансформатори на телевизори. Можете да излезете от ситуацията, като разберете броя на завоите емпирично. Повече подробности за това във видеото:

Използвайки горната схема на импулсно захранване, бяха разработени и тествани няколко подмодификации, предназначени да решат конкретен проблем за различни мощности. Чертежите на печатни платки на тези захранвания са показани по-долу.
Печатна платка за импулсно стабилизирано захранване с мощност до 1200 ... 1500 W. Размер на дъската 269х130 мм. Всъщност това е по-усъвършенствана версия на предишната печатна платка. Отличава се с наличието на групов стабилизиращ дросел, който ви позволява да контролирате големината на всички захранващи напрежения, както и допълнителен LC филтър. Има управление на вентилатора и защита от претоварване. Изходните напрежения се състоят от два биполярни източника на захранване и един биполярен източник на слаб ток, предназначени да захранват предварителните етапи.

Външният вид на печатната платка на захранването до 1500 W. ИЗТЕГЛЕТЕ В LAY ФОРМАТ

На печатна платка с размери 272x100 mm може да се направи стабилизирано импулсно захранване с мощност до 1500 ... 1800 W. Захранването е проектирано за силов трансформатор, направен върху пръстени K45 и разположен хоризонтално. Има два биполярни източника на мощност, които могат да се комбинират в един източник за захранване на усилвателя с двустепенно захранване и един биполярен източник на слаб ток за предварителни етапи.

Платково импулсно захранване до 1800 W. ИЗТЕГЛЕТЕ В LAY ФОРМАТ

Това захранване може да се използва за захранване на високомощно автомобилно оборудване, като например усилватели за автомобили с висока мощност, климатици за автомобили. Размерите на дъската са 188х123. Използваните изправителни диоди на Шотки могат да бъдат мостови и изходният ток може да достигне 120 A при напрежение 14 V. Освен това захранването може да генерира биполярно напрежение с товароносимост до 1 A (монтираните интегрирани стабилизатори на напрежението не по-дълго позволяват). Силовият трансформатор е направен на пръстени K45, дроселът за филтриране на силово напрежение на два пръстена K40x25x11. Вградена защита от претоварване.

Външният вид на захранването с печатна платка за автомобилно оборудване ИЗТЕГЛЕТЕ В ЛАЙ ФОРМАТ

Захранването до 2000 W е направено на две платки с размери 275x99, разположени една над друга. Напрежението се контролира от едно напрежение. Има защита от претоварване. Файлът съдържа няколко варианта на "втория етаж" за две биполярни напрежения, за две еднополюсни напрежения, за напреженията, необходими за две и три нива на напрежение. Силовият трансформатор е разположен хоризонтално и е направен върху пръстени K45.

Появата на "двуетажното" захранване ИЗТЕГЛЕТЕ В ЛАЙ ФОРМАТ

Захранването с две биполярни напрежения или едно за двустепенен усилвател е направено на платка 277x154. Има групов стабилизиращ дросел, защита от претоварване. Силовият трансформатор е на рингове К45 и е разположен хоризонтално. Мощност до 2000 W.

Външният вид на печатната платка ИЗТЕГЛЕТЕ В ЛАЙ ФОРМАТ

Почти същото захранване като по-горе, но има едно биполярно изходно напрежение.

Външният вид на печатната платка ИЗТЕГЛЕТЕ В ЛАЙ ФОРМАТ

Импулсното захранване има две мощни биполярни стабилизирани напрежения и едно биполярно слаботоково. Оборудван с управление на вентилатора и защита от претоварване. Има групов стабилизиращ дросел и допълнителни LC филтри. Мощност до 2000...2400 W. Таблото е с размери 278х146 мм

Външният вид на печатната платка ИЗТЕГЛЕТЕ В ЛАЙ ФОРМАТ

Печатната платка на импулсно захранване за усилвател на мощност с двустепенно захранване с размер 284х184 мм е с групов стабилизиращ дросел и допълнителни LC филтри, защита от претоварване и управление на вентилатора. Отличителна черта е използването на дискретни транзистори за ускоряване на затварянето на силовите транзистори. Мощност до 2500...2800 W.

с двустепенно захранване ИЗТЕГЛИ В ЛАЙ ФОРМАТ

Леко модифицирана версия на предишната PCB с две биполярни напрежения. Размер 285х172. Мощност до 3000 W.

Външният вид на печатната платка на захранването за усилвателя ИЗТЕГЛЕТЕ В ЛАЙ ФОРМАТ

Мостовото мрежово импулсно захранване с мощност до 4000...4500 W е направено на печатна платка с размери 269x198 мм.Има две двуполюсни захранващи напрежения, управление на вентилатора и защита от претоварване. Използва дросел за групова стабилизация. Желателно е използването на външни допълнителни вторични захранващи филтри L.

Външният вид на печатната платка на захранването за усилвателя ИЗТЕГЛЕТЕ В ЛАЙ ФОРМАТ

Има много повече място за ферити на платките, отколкото би могло да бъде. Факт е, че далеч не винаги е необходимо да се излиза извън границите на звуковия диапазон. Поради това са предвидени допълнителни зони на дъските. За всеки случай малка селекция от референтни данни за мощни транзистори и връзки, откъдето бих ги купил. Между другото, поръчвал съм и TL494, и IR2110 повече от веднъж, и разбира се силови транзистори. Вярно, той взе далеч от целия диапазон, но бракът все още не се е натъкнал.

ПОПУЛЯРНИ ТРАНЗИСТОРИ ЗА ИМПУЛСНО ЗАХРАНВАНЕ
ИМЕ	ВОЛТАЖ			МОЩНОСТ	КАПАЦИТЕТ ЩУРНА	Qg (ПРОИЗВОДИТЕЛ)