اصل کار TL494
به عنوان مثال مبدل های ولتاژ خودرو

TL494 در واقع یک ریزمدار افسانه ای برای سوئیچینگ منابع تغذیه است. البته ممکن است برخی اعتراض کنند که در حال حاضر کنترل‌کننده‌های PWM جدیدتر و پیشرفته‌تری وجود دارد، و مزاحمت با این آشغال‌ها چیست. من شخصاً فقط می توانم یک چیز در این مورد بگویم - لئو تولستوی به طور کلی با دست و همانطور که می نوشت! اما وجود ورد دو هزار و سیزدهم در رایانه شما حتی کسی را به نوشتن حداقل یک داستان معمولی ترغیب نکرد. خوب، خوب، کسانی که علاقه مند به جستجوی بیشتر هستند، چه کسانی نیستند - بهترین ها!
من می خواهم فوراً رزرو کنم - ما در مورد TL494 تولید شده توسط Texas Instruments صحبت خواهیم کرد. واقعیت این است که این کنترلر دارد مقدار زیادیآنالوگ های تولید شده توسط کارخانه های مختلف، و اگرچه بلوک دیاگرام آنها بسیار مشابه است، اما هنوز دقیقاً همان ریزمدارها نیستند - حتی تقویت کننده های خطا در ریزمدارهای مختلف دارای ضرایب بهره متفاوت با لوله های غیرفعال یکسان هستند. بنابراین پس از تعویض، همیشه پارامترهای منبع تغذیه در حال تعمیر را دوبار بررسی کنید - من شخصاً روی این چنگک گذاشتم.
خوب، این یک ضرب المثل بود، و داستان پریان از اینجا شروع می شود. در اینجا بلوک دیاگرام TL494 فقط از Texas Instruments ارائه شده است. اگر به دقت نگاه کنید، پرکننده های زیادی در آن وجود ندارد، با این حال، این ترکیبی از واحدهای عملکردی بود که به این کنترلر اجازه داد تا با هزینه یک پنی محبوبیت زیادی به دست آورد.

ریز مدارها هم در بسته های DIP معمولی و هم در بسته های مسطح برای نصب روی سطح تولید می شوند. پین اوت در هر دو مورد یکسان است. من شخصاً به دلیل نابینایی ام ترجیح می دهم به روش قدیمی کار کنم - مقاومت های معمولی، بسته های DIP و غیره.

ما ولتاژ را به خروجی های هفتم و دوازدهم، به MINUS هفتم، خوب، یا COMMON، به دوازدهم PLUS تامین می کنیم. محدوده ولتاژ تغذیه بسیار بزرگ است - از پنج تا چهل ولت. برای وضوح، ریز مدار با عناصر غیرفعال گره خورده است که حالت های عملکرد آن را تعیین می کند. خوب، آنچه برای آنچه که با راه اندازی ریزمدار مشخص می شود در نظر گرفته شده است. بله، بله، دقیقاً شروع است، زیرا ریز مدار بلافاصله با اعمال برق شروع به کار نمی کند. خوب، اول چیزها.
بنابراین، هنگامی که برق وصل می شود، البته، ولتاژ فوراً در خروجی دوازدهم TL494 ظاهر نمی شود - شارژ خازن های فیلتر قدرت و البته قدرت یک منبع برق واقعی مدتی طول می کشد. ، بی نهایت نیست. بله، این فرآیند نسبتا زودگذر است، اما هنوز هم وجود دارد - ولتاژ تغذیه در یک دوره زمانی معین از صفر به مقدار اسمی افزایش می یابد. فرض کنید ولتاژ نامی تغذیه 15 ولت داریم و آن را روی برد کنترل اعمال می کنیم.
ولتاژ خروجی تثبیت کننده DA6 تقریباً برابر با ولتاژ تغذیه کل ریز مدار خواهد بود تا زمانی که منبع تغذیه اصلی به ولتاژ تثبیت کننده برسد. در حالی که زیر 3.5 ولت است، خروجی مقایسه کننده DA7 در یک سطح منطقی خواهد بود، زیرا این مقایسه کننده مقدار ولتاژ منبع منبع داخلی را نظارت می کند. این واحد منطقی به عنصر منطقی OR DD1 تغذیه می شود. اصل عملکرد عنصر منطقی OR این است که اگر حداقل یکی از ورودی های آن یک واحد منطقی داشته باشد، خروجی یک خواهد بود، یعنی. اگر واحد در ورودی اول یا در دوم، یا در سومین یا در چهارم باشد، خروجی DD1 یک خواهد بود و آنچه در ورودی های دیگر اتفاق می افتد مهم نیست. بنابراین، اگر ولتاژ تغذیه زیر 3.5 ولت باشد، DA7 عبور سیگنال ساعت را بیشتر مسدود می کند و هیچ اتفاقی در خروجی های ریزمدار نمی افتد - هیچ پالس کنترلی وجود ندارد.

با این حال، به محض اینکه ولتاژ تغذیه از 3.5 ولت بیشتر شود، ولتاژ در ورودی معکوس بیشتر از ورودی غیر معکوس می شود و مقایسه کننده ولتاژ خروجی خود را به صفر منطقی تغییر می دهد و در نتیجه اولین مرحله مسدود شدن را حذف می کند.
مرحله مسدود کردن دوم توسط مقایسه کننده DA5 کنترل می شود، که ولتاژ تغذیه، یعنی مقدار 5 ولت آن را کنترل می کند، زیرا تثبیت کننده داخلی DA6 نمی تواند ولتاژی بیشتر از ورودی خود تولید کند. به محض اینکه ولتاژ تغذیه از 5 ولت تجاوز کرد، در ورودی معکوس DA5 بزرگتر می شود، زیرا در ورودی غیر معکوس توسط ولتاژ تثبیت دیود زنر VDvn5 محدود می شود. ولتاژ در خروجی مقایسه کننده DA5 برابر با صفر منطقی می شود و با رسیدن به ورودی DD1، مرحله مسدود کردن دوم حذف می شود.
ولتاژ مرجع داخلی 5 ولت نیز در داخل ریز مدار استفاده می شود و از طریق پین 14 به خارج از آن خروجی می شود. استفاده داخلی عملکرد پایدار مقایسه کننده های داخلی DA3 و DA4 را تضمین می کند، زیرا این مقایسه کننده ها پالس های کنترلی را بر اساس میزان ولتاژ دندان اره تولید شده تشکیل می دهند. توسط ژنراتور G1.
به ترتیب بهتر است. ریز مدار دارای یک ژنراتور اره است که فرکانس آن به خازن زمان بندی C3 و مقاومت R13 بستگی دارد. علاوه بر این، R13 مستقیماً در تشکیل اره نقشی ندارد، بلکه به عنوان یک عنصر تنظیم کننده ژنراتور جریان عمل می کند که خازن C3 را شارژ می کند. بنابراین، با کاهش مقدار R13، جریان شارژ افزایش می یابد، خازن سریعتر شارژ می شود و بر این اساس، فرکانس ساعت افزایش می یابد و دامنه اره تشکیل شده حفظ می شود.

سپس اره وارد ورودی معکوس مقایسه کننده DA3 می شود. در ورودی غیر معکوس که ولتاژ مرجع 0.12 ولت وجود دارد. این فقط با پنج درصد از کل مدت زمان پالس مطابقت دارد. به عبارت دیگر، صرف نظر از فرکانس، یک واحد منطقی در خروجی مقایسه کننده DA3 دقیقاً برای پنج درصد از مدت زمان کل پالس کنترل ظاهر می شود، در نتیجه عنصر DD1 را مسدود می کند و یک زمان مکث بین ترانزیستورهای سوئیچینگ مرحله خروجی فراهم می کند. از ریز مدار این خیلی راحت نیست - اگر فرکانس در حین کار تغییر کند، باید زمان مکث را برای حداکثر فرکانس در نظر گرفت، زیرا فقط زمان مکث حداقل خواهد بود. با این حال، این مشکل به راحتی حل می شود، اگر مقدار ولتاژ مرجع 0.12 ولت افزایش یابد، مدت زمان مکث ها به همان نسبت افزایش می یابد. این کار را می توان با مونتاژ یک تقسیم کننده ولتاژ در مقاومت ها یا با استفاده از یک دیود با افت ولتاژ کم در محل اتصال انجام داد.

همچنین اره از ژنراتور به مقایسه کننده DA4 می رود که مقدار آن را با ولتاژ تولید شده توسط تقویت کننده های خطا در DA1 و DA2 مقایسه می کند. اگر ولتاژ تقویت‌کننده خطا کمتر از دامنه ولتاژ دندانه‌اره‌ای باشد، پالس‌های کنترل بدون تغییر به شکل‌دهنده منتقل می‌شوند، اما اگر ولتاژی در خروجی تقویت‌کننده‌های خطا وجود داشته باشد و از حداقل مقدار بیشتر و کمتر از آن باشد. حداکثر ولتاژ دندانه اره، سپس هنگامی که ولتاژ دندانه اره به سطح ولتاژ از مقایسه کننده خطای تقویت کننده می رسد DA4 یک سطح واحد منطقی تولید می کند و پالس کنترل را که به DD1 می رود خاموش می کند.

بعد از DD1، یک اینورتر DD2 وجود دارد که قسمت جلویی D-flip-flop DD3 را تشکیل می دهد که در قسمت جلویی کار می کند. ماشه به نوبه خود سیگنال ساعت را بر دو تقسیم می کند و به طور متناوب عملکرد عناصر AND را فعال می کند. ماهیت عملکرد عناصر AND این است که یک واحد منطقی در خروجی عنصر ظاهر می شود تنها در صورتی که یک واحد منطقی وجود داشته باشد. در یک ورودی آن و ورودی های باقیمانده نیز واحد منطقی را نشان می دهند. خروجی‌های دوم این عناصر منطقی AND به هم متصل شده و به سیزدهمین خروجی می‌رسند، که می‌توان از آن برای فعال کردن عملکرد ریزمدار به صورت خارجی استفاده کرد.
بعد از DD4، DD5 یک جفت عنصر OR-NOT وجود دارد. این یک عنصر OR آشنا است، فقط ولتاژ خروجی آن معکوس است، یعنی. درست نیست. به عبارت دیگر، اگر حداقل یکی از ورودی های عنصر دارای یک واحد منطقی باشد، خروجی آن یک واحد نخواهد بود، یعنی. صفر و برای اینکه یک واحد منطقی در خروجی یک عنصر ظاهر شود، باید یک صفر منطقی در هر دو ورودی آن وجود داشته باشد.
ورودی های دوم عناصر DD6 و DD7 مستقیماً به خروجی DD1 متصل و متصل می شوند که در حالی که یک واحد منطقی در خروجی DD1 وجود دارد عناصر را مسدود می کند.
از خروجی های DD6 و DD7، پالس های کنترلی وارد پایه ترانزیستورهای مرحله خروجی کنترلر PWM می شوند. علاوه بر این، خود ریز مدار فقط از پایه ها استفاده می کند، در حالی که کلکتورها و امیترها از ریز مدار حذف شده و می توانند توسط کاربر به صلاحدید خود استفاده کنند. به عنوان مثال، با اتصال قطره چکان ها به یک سیم مشترک و اتصال سیم پیچ های یک ترانسفورماتور منطبق به کلکتورها، می توانیم مستقیماً ترانزیستورهای قدرت را با یک میکرو مدار کنترل کنیم.
اگر کلکتورهای ترانزیستورهای مرحله خروجی به ولتاژ تغذیه وصل شوند و امیترها با مقاومت بارگیری شوند، پالس های کنترلی برای کنترل مستقیم دروازه های ترانزیستورهای قدرت دریافت می کنیم، البته نه خیلی قدرتمند - جریان کلکتور خروجی. ترانزیستورهای مرحله نباید از 250 میلی آمپر تجاوز کنند.
همچنین می توانیم از TL494 برای کنترل مبدل های تک سر با اتصال کلکتورها و امیترهای ترانزیستورها به یکدیگر استفاده کنیم. تثبیت کننده های سوئیچینگ نیز می توانند با استفاده از این مدار ساخته شوند - یک زمان مکث ثابت اجازه نمی دهد که اندوکتانس مغناطیسی شود، بلکه می تواند به عنوان یک تثبیت کننده چند کاناله نیز استفاده شود.
اکنون چند کلمه در مورد مدار سوئیچینگ و اتصال کنترلر PWM TL494. برای وضوح بیشتر، بیایید چند طرح را از اینترنت بگیریم و سعی کنیم آنها را کشف کنیم.

طرح های مبدل ولتاژ خودرو
با استفاده از TL494

برای شروع، مبدل های خودرو را تجزیه و تحلیل خواهیم کرد. طرح‌ها همانطور که هست گرفته می‌شوند، بنابراین اجازه می‌دهم، علاوه بر توضیحات، بر برخی از تفاوت‌های ظریف که می‌توانستم متفاوت انجام دهم، تأکید کنم.
بنابراین طرح شماره 1. مبدل ولتاژ خودرو با ولتاژ خروجی تثبیت شده و تثبیت به طور غیر مستقیم انجام می شود - این ولتاژ خروجی مبدل نیست که کنترل می شود، بلکه ولتاژ روی سیم پیچ اضافی است. البته، ولتاژهای خروجی ترانسفورماتور به هم مرتبط هستند، بنابراین، افزایش بار روی یکی از سیم پیچ ها باعث افت ولتاژ نه تنها روی آن، بلکه در تمام سیم پیچ هایی که روی همان هسته پیچیده می شوند، می شود. ولتاژ روی سیم پیچ اضافی توسط یک پل دیودی اصلاح می شود، از تضعیف کننده روی مقاومت R20 عبور می کند، توسط خازن C5 صاف می شود و از طریق مقاومت R21 به اولین پایه ریز مدار می رسد. ما بلوک دیاگرام را به یاد می آوریم و می بینیم که اولین خروجی ما یک ورودی غیر معکوس تقویت کننده خطا است. خروجی دوم یک ورودی معکوس است که از طریق آن بازخورد منفی از خروجی تقویت کننده خطا (پایه 3) از طریق مقاومت R2 وارد می شود. معمولاً یک خازن 10 ... 47 نانو فاراد به موازات این مقاومت قرار می گیرد - این تا حدودی سرعت واکنش تقویت کننده خطا را کاهش می دهد ، اما در عین حال پایداری عملکرد آن را به طور قابل توجهی افزایش می دهد و اثر overshoot را کاملاً از بین می برد. .

Overshoot - واکنش بسیار قوی کنترل کننده به تغییر بار و احتمال یک فرآیند نوسانی. زمانی که تمام فرآیندهای این مدار را به طور کامل درک کنیم به این اثر باز می گردیم، بنابراین به پایه 2 برمی گردیم که از پایه 14 که خروجی تثبیت کننده داخلی 5 ولت است بایاس می شود. این برای عملکرد صحیح تر تقویت کننده خطا انجام شد - تقویت کننده دارای ولتاژ تغذیه تک قطبی است و کار با ولتاژهای نزدیک به صفر برای آن بسیار دشوار است. بنابراین، در چنین مواردی، ولتاژهای اضافی به منظور هدایت تقویت کننده به حالت های عملیاتی تشکیل می شود.
در میان چیزهای دیگر، از ولتاژ تثبیت شده 5 ولت برای تشکیل یک شروع "نرم" استفاده می شود - از طریق خازن C1، به خروجی 4 ریز مدار تغذیه می شود. یادآوری می کنم که زمان مکث بین پالس های کنترل به ولتاژ این پین بستگی دارد. از اینجا نتیجه گیری دشوار نیست که در حالی که خازن C1 تخلیه می شود، زمان مکث آنقدر طولانی خواهد بود که از مدت زمان خود پالس های کنترل تجاوز می کند. با این حال، با شارژ شدن خازن، ولتاژ در خروجی چهارم شروع به کاهش می کند و زمان مکث را کاهش می دهد. مدت زمان پالس های کنترل شروع به افزایش می کند تا زمانی که به مقدار 5% برسد. این راه حل مدار به شما امکان می دهد جریان عبوری از ترانزیستورهای قدرت را برای زمان شارژ خازن های قدرت ثانویه محدود کنید و اضافه بار مرحله برق را حذف کنید، زیرا مقدار موثر ولتاژ خروجی به تدریج افزایش می یابد.
خروجی های هشتم و یازدهم ریز مدار به ولتاژ تغذیه متصل می شوند، بنابراین مرحله خروجی به عنوان دنبال کننده امیتر عمل می کند، و به روشی که هست - خروجی های نهم و دهم از طریق مقاومت های محدود کننده جریان R6 و R7 به مقاومت ها متصل می شوند. R8 و R9 و همچنین به پایه های VT1 و VT2. بنابراین، مرحله خروجی کنترلر تقویت می شود - باز شدن ترانزیستورهای قدرت از طریق مقاومت های R6 و R7 انجام می شود، به صورت سری که دیودهای VD2 و VD3 به آن متصل می شوند، اما بسته شدن، که به انرژی بسیار بیشتری نیاز دارد، با استفاده از آن رخ می دهد. VT1 و VT2، به عنوان دنبال کننده های امیتر گنجانده شده اند، اما جریان بالایی را دقیقا زمانی که ولتاژ صفر روی دروازه ها تشکیل می شود، ارائه می دهند.
در مرحله بعد، 4 ترانزیستور قدرت در بازو داریم که به صورت موازی به هم متصل شده اند تا جریان بیشتری به دست آوریم. صادقانه بگویم، استفاده از این ترانزیستورهای خاص باعث ایجاد خجالت می شود. به احتمال زیاد، نویسنده این طرح به سادگی آنها را در دسترس داشت و تصمیم گرفت آنها را ضمیمه کند. واقعیت این است که IRF540 دارای حداکثر جریان 23 آمپر است، انرژی ذخیره شده در گیت ها 65 نانوکولن است و محبوب ترین ترانزیستورهای IRFZ44 حداکثر جریان 49 آمپر دارند، در حالی که انرژی گیت 63 نانوکلمب است. به عبارت دیگر، با استفاده از دو جفت IRFZ44 افزایش اندکی در حداکثر جریان و کاهش دو برابری بار در مرحله خروجی ریز مدار دریافت می کنیم که فقط قابلیت اطمینان این طرح را از نظر پارامترها افزایش می دهد. و فرمول "قطعات کمتر - قابلیت اطمینان بیشتر" توسط کسی لغو نشده است.

البته، ترانزیستورهای قدرت باید از همان دسته باشند، زیرا در این حالت، پخش پارامترها بین ترانزیستورهای متصل به موازات کاهش می یابد. در حالت ایده آل، البته بهتر است ترانزیستورها را با بهره انتخاب کنید، اما این امکان همیشه اتفاق نمی افتد، اما در هر صورت باید بتوان ترانزیستورهای همان دسته را خریداری کرد.

به موازات ترانزیستورهای قدرت، مقاومت های سری R18، R22 و خازن های C3، C12 متصل می شوند. اینها snubberهایی هستند که برای سرکوب پالس های خود القایی طراحی شده اند که به ناچار هنگام اعمال پالس های مستطیلی به یک بار القایی رخ می دهند. علاوه بر این، موضوع با مدولاسیون عرض پالس تشدید می شود. در اینجا ارزش توقف با جزئیات بیشتر را دارد.
در حالی که ترانزیستور قدرت باز است، جریان از سیم پیچ عبور می کند و جریان دائماً افزایش می یابد و باعث افزایش میدان مغناطیسی می شود که انرژی آن به سیم پیچ ثانویه منتقل می شود. اما به محض بسته شدن ترانزیستور، جریان از طریق سیم‌پیچ عبور نمی‌کند و میدان مغناطیسی شروع به جمع شدن می‌کند و باعث می‌شود ولتاژی با قطبیت معکوس ظاهر شود. با اضافه کردن ولتاژ موجود، یک پالس کوتاه ظاهر می شود که دامنه آن می تواند از ولتاژ اولیه اعمال شده بیشتر شود. این باعث افزایش جریان می شود و باعث تغییر دوم در قطبیت ولتاژ ناشی از خود القایی می شود و اکنون خود القایی مقدار ولتاژ موجود را کاهش می دهد و به محض اینکه جریان کمتر شود، قطبیت ولتاژ خود القا می شود. پالس القایی دوباره معکوس می شود. این فرآیند دارای ویژگی میرایی است، با این حال، مقادیر جریان ها و ولتاژهای خود القایی مستقیماً با توان کلی ترانسفورماتور قدرت متناسب است.

در نتیجه این نوسانات، در لحظه بسته شدن کلید برق، فرآیندهای شوک روی سیم پیچ ترانسفورماتور مشاهده می شود و برای سرکوب آنها از snubbers استفاده می شود - مقاومت مقاومت و ظرفیت خازن به گونه ای انتخاب می شود که شارژ خازن دقیقا به همان اندازه ای که برای تغییر قطبیت ترانسفورماتور پالس خود القایی طول می کشد، زمان می برد.
چرا با این تکانه ها مبارزه کنید؟ همه چیز بسیار ساده است - دیودها در ترانزیستورهای قدرت مدرن نصب می شوند و ولتاژ افت آنها بسیار بالاتر از مقاومت یک دستگاه میدان باز است و این دیودها هستند که هنگام شروع به خاموش کردن انتشارات خود القایی کار سختی دارند. روی باس های قدرت از طریق خود و اساسا موارد ترانزیستورهای قدرت گرم می شوند نه به دلیل گرم شدن کریستال های اتصالات ترانزیستورها، این دیودهای داخلی هستند که گرم می شوند. اگر دیودها را بردارید، ولتاژ معکوس به معنای واقعی کلمه در اولین پالس ترانزیستور قدرت را از بین می برد.
اگر مبدل مجهز به تثبیت کننده PWM نباشد، زمان پچ پچ خود القایی نسبتاً کوتاه است - ترانزیستور قدرت بازوی دوم به زودی باز می شود و خود القایی با مقاومت کم ترانزیستور باز خفه می شود.

با این حال، اگر مبدل کنترل PWM ولتاژ خروجی را داشته باشد، مکث بین باز شدن ترانزیستورهای قدرت بسیار طولانی می شود و طبیعتاً زمان پچ پچ خود القایی به طور قابل توجهی افزایش می یابد و گرمایش دیودهای داخل ترانزیستورها را افزایش می دهد. به همین دلیل است که هنگام ایجاد منبع تغذیه تثبیت شده، قرار دادن حاشیه ولتاژ خروجی بیش از 25٪ توصیه نمی شود - زمان مکث بیش از حد طولانی می شود و این باعث افزایش غیر منطقی دمای مرحله خروجی حتی با اسنابر می شود. .
به همین دلیل، اکثریت قریب به اتفاق کارخانه تقویت کننده های ماشینحتی اگر از TL494 به عنوان کنترل کننده استفاده شود، قدرت تثبیت نمی شود - آنها در ناحیه سینک های حرارتی مبدل ولتاژ صرفه جویی می کنند.
خوب، اکنون که گره های اصلی در نظر گرفته می شوند، بیایید بفهمیم که تثبیت PWM چگونه کار می کند. در خروجی ما، یک ولتاژ دوقطبی ± 60 ولت اعلام شده است. با توجه به آنچه قبلاً گفته شد، مشخص می شود که سیم پیچ ثانویه ترانسفورماتور باید طوری طراحی شود که ولتاژ 60 ولت به اضافه 25٪ درصد را ارائه دهد. 60 به اضافه 15 معادل 75 ولت است. با این حال، برای به دست آوردن مقدار موثر 60 ولت، مدت یک نیم موج یا بهتر است بگوییم یک دوره تبدیل، باید 25٪ از مقدار اسمی کوتاهتر باشد. فراموش نکنید که در هر صورت، زمان مکث بین سوئیچینگ نیز تداخل ایجاد می کند، بنابراین 5 درصد معرفی شده توسط شکل دهنده مکث به طور خودکار قطع می شود و پالس کنترل ما باید 20 درصد باقی مانده کاهش یابد.
این مکث بین دوره های تبدیل با انرژی مغناطیسی انباشته شده در سلف فیلتر قدرت ثانویه و بار انباشته شده در خازن ها جبران می شود. درست است ، من الکترولیت ها را جلوی سلف نمی گذارم ، با این حال ، مانند هر خازن دیگری - بهتر است کندرها را بعد از سلف قرار دهید و البته علاوه بر الکترولیت ها ، فیلم ها را نیز نصب کنید - آنها بهتر است نوسانات ضربه و تداخل را سرکوب کنند. .
تثبیت ولتاژ خروجی به شرح زیر انجام می شود. در حالی که بار وجود ندارد یا بسیار کم است، انرژی خازن های C8-C11 تقریباً مصرف نمی شود و انرژی زیادی برای بازیابی آن لازم نیست و دامنه ولتاژ خروجی از سیم پیچ ثانویه بسیار زیاد خواهد بود. بر این اساس، دامنه ولتاژ خروجی از سیم پیچ اضافی بزرگ خواهد بود. این امر باعث افزایش ولتاژ در خروجی اول کنترلر می شود که به نوبه خود منجر به افزایش ولتاژ خروجی تقویت کننده خطا می شود و مدت زمان پالس های کنترل به حدی کاهش می یابد که یک مقدار کاهش می یابد. تعادل بین توان مصرفی و داده شده به ترانسفورماتور قدرت.
به محض اینکه مصرف شروع به افزایش می کند، ولتاژ سیم پیچ اضافی کاهش می یابد و ولتاژ خروجی تقویت کننده خطا به طور طبیعی کاهش می یابد. این باعث افزایش مدت زمان پالس های کنترلی و افزایش انرژی عرضه شده به ترانسفورماتور می شود. مدت زمان پالس افزایش می یابد تا زمانی که دوباره به تعادل انرژی های مصرف شده و داده شده برسد. اگر بار کاهش یابد، دوباره عدم تعادل رخ می دهد و کنترل کننده اکنون باید مدت زمان پالس های کنترل را کاهش دهد.

با فرقه های نادرست انتخاب شده بازخورداثر بیش از حد ممکن است رخ دهد. این نه تنها در مورد TL494، بلکه در مورد تمام تثبیت کننده های ولتاژ نیز صدق می کند. در مورد TL494، اثر overshoot معمولاً در مواردی رخ می دهد که هیچ زنجیره ای وجود ندارد که پاسخ بازخورد را کاهش دهد. البته، نباید سرعت واکنش را خیلی کم کرد - ضریب تثبیت ممکن است آسیب ببیند، با این حال، واکنش خیلی سریع خوب نیست. و به شکل زیر خود را نشان می دهد. فرض کنید بار را افزایش داده‌ایم، ولتاژ شروع به کاهش می‌کند، کنترل‌کننده PWM سعی می‌کند تعادل را بازیابی کند، اما این کار را خیلی سریع انجام می‌دهد و مدت زمان پالس‌های کنترل را نه متناسب، بلکه بسیار قوی‌تر افزایش می‌دهد. در این حالت، مقدار موثر ولتاژ به شدت افزایش می یابد. البته اکنون کنترلر می بیند که ولتاژ بالاتر از ولتاژ تثبیت است و به شدت طول پالس ها را کاهش می دهد و سعی می کند ولتاژ خروجی و مرجع را متعادل کند. با این حال، مدت زمان پالس ها کمتر از آنچه باید باشد، شده است و ولتاژ خروجی بسیار کمتر از حد لازم می شود. کنترل کننده دوباره مدت زمان پالس ها را افزایش می دهد ، اما دوباره زیاده روی کرد - معلوم شد ولتاژ بیش از حد لازم است و چاره ای جز کاهش مدت زمان پالس ها ندارد.
بنابراین، در خروجی مبدل، ولتاژ تثبیت شده ایجاد نمی شود، بلکه 20-40٪ ولتاژ تنظیم شده، هم در جهت مازاد و هم در جهت کم بیان، در نوسان است. البته، بعید است که مصرف کنندگان چنین قدرتی را دوست داشته باشند، بنابراین، پس از مونتاژ هر مبدل، باید آن را برای سرعت واکنش روی شنت ها بررسی کنید تا از کاردستی تازه مونتاژ شده جدا نشوید.
با قضاوت در مورد فیوز، مبدل بسیار قدرتمند است، اما در این مورد، ظرفیت های C7 و C8 به وضوح کافی نیست، باید حداقل سه مورد دیگر اضافه شود. دیود VD1 برای محافظت در برابر معکوس شدن قطبیت عمل می کند، و اگر این اتفاق بیفتد، بعید است که زنده بماند - دمیدن فیوز با 30-40 آمپر چندان آسان نیست.
خوب، در پایان، باید اضافه کنیم که این مبدل به سیستم stenbay مجهز نیست، یعنی. هنگامی که به ولتاژ تغذیه وصل می شود، بلافاصله شروع به کار می کند و فقط با قطع برق می توان آن را متوقف کرد. این خیلی راحت نیست - به یک سوئیچ نسبتاً قدرتمند نیاز دارید.

مبدل ولتاژ خودرو شماره 2، همچنین دارای ولتاژ خروجی تثبیت شده است که با وجود یک اپتوکوپلر که LED آن به ولتاژ خروجی متصل است، مشهود است. علاوه بر این، از طریق TL431 متصل می شود که دقت حفظ ولتاژ خروجی را به میزان قابل توجهی افزایش می دهد. ترانزیستور نوری اپتوکوپلر نیز توسط میکروها TL431 دوم به ولتاژ تثبیت شده متصل می شود. ماهیت این تثبیت کننده شخصاً از من طفره رفت - پنج ولت تثبیت شده در ریزمدار وجود دارد و به نظر می رسد قرار دادن تثبیت کننده اضافی منطقی نیست. امیتر فوتوترانزیستور به ورودی غیر معکوس تقویت کننده خطا می رود (پایه 1). تقویت کننده خطا با بازخورد منفی پوشانده شده است و برای کاهش سرعت واکنش آن، مقاومت R10، خازن C2، معرفی شده است.

تقویت کننده خطای دوم برای وادار کردن مبدل به توقف در شرایط غیر استاندارد استفاده می شود - اگر ولتاژی در پایه شانزدهم وجود داشته باشد که از ولتاژ تولید شده توسط تقسیم کننده R13 و R16 بیشتر باشد و این حدود دو و نیم ولت است. ، کنترل کننده شروع به کاهش مدت زمان پالس های کنترلی می کند تا زمانی که به طور کامل ناپدید شوند.
شروع نرم به همان روشی که در مدار قبلی است سازماندهی شده است - از طریق تشکیل زمان های مکث، اگرچه ظرفیت خازن C3 تا حدودی کوچک است - من آن را در 4.7 ... 10 میکروفاراد قرار می دهم.
مرحله خروجی ریز مدار در حالت دنبال کننده امیتر عمل می کند، یک دنبال کننده امیتر اضافی کامل در ترانزیستورهای VT1-VT4 برای تقویت جریان استفاده می شود که به نوبه خود بر روی دروازه های کارگران میدان قدرت بارگذاری می شود، اگرچه من آن را کاهش می دهم. رتبه بندی R22-R25 تا 22 ... 33 اهم. در مرحله بعدی اسنابرها و یک ترانسفورماتور قدرت قرار دارند و پس از آن یک پل دیودی و یک فیلتر صاف کننده قرار می گیرند. فیلتر در این مدار به درستی ساخته شده است - روی همان هسته قرار دارد و دارای همان تعداد چرخش است. این گنجاندن حداکثر فیلتر ممکن را از زمان شمارنده فراهم می کند میدانهای مغناطیسییکدیگر را جبران کنند
حالت استنبای روی ترانزیستور VT9 و رله K1 سازماندهی شده است که مخاطبین آن فقط به کنترل کننده برق می رسانند. قسمت برق به طور مداوم به ولتاژ تغذیه متصل است و تا زمانی که پالس های کنترل از کنترلر ظاهر شوند، ترانزیستورهای VT5-VT8 بسته می شوند.
LED HL1 نشان می دهد که کنترلر روشن است.

نمودار بعدی ... نمودار بعدی ... این است نسخه سوم مبدل ولتاژ خودرواما بیایید درستش کنیم...

بیایید با تفاوت های اصلی با گزینه های سنتی، یعنی استفاده از درایور نیم پل در مبدل خودرو شروع کنیم. خوب، هنوز هم می توانید به نحوی با این کار کنار بیایید - در داخل ریز مدار 4 ترانزیستور با سرعت باز و بسته شدن خوب و حتی دو آمپر وجود دارد. با ایجاد اتصال مناسب، می توان آن را وارد کرد حالت کاربا این حال، ریزمدار سیگنال خروجی را معکوس نمی کند و پالس های کنترلی از کلکتورهای کنترلر به ورودی های آن ارسال می شود، بنابراین، به محض اینکه کنترلر بین پالس های کنترل مکث می کند، سطوح مربوط به یک منطقی است. واحد در جمع کننده های مرحله خروجی TLki ظاهر می شود، یعنی. نزدیک به ولتاژ تغذیه پس از عبور از Irka، ایمپالس ها به دروازه ترانزیستورهای قدرت وارد می شوند که با خیال راحت باز می شوند. هر دو... همزمان. البته، می‌دانم که ممکن است برای اولین بار ضربه زدن به ترانزیستورهای FB180SA10 کارساز نباشد - با این حال، 180 آمپر باید توسعه یابد، و در چنین جریان‌هایی، مسیرها معمولاً شروع به سوختن می‌کنند، اما هنوز هم به نوعی خیلی سخت است. . و هزینه همین ترانزیستورها بیش از هزار برای یک است.
لحظه اسرارآمیز بعدی استفاده از ترانسفورماتور جریان موجود در گذرگاه برق اولیه است که از طریق آن جریان مستقیم جریان می یابد. واضح است که در این ترانسفورماتور هنوز چیزی به دلیل تغییر جریان در زمان سوئیچ وجود خواهد داشت ، اما هنوز هم این به نوعی کاملاً صحیح نیست. نه، حفاظت اضافه بار کار خواهد کرد، اما چقدر درست است؟ از این گذشته ، خروجی ترانسفورماتور جریان نیز طراحی شده است ، به زبان ساده ، بیش از حد اصلی - با افزایش جریان در پایه 15 ، که ورودی معکوس کننده تقویت کننده خطا است ، ولتاژی که مقاومت R18 را به همراه ولتاژ تشکیل می دهد. تقسیم کننده در R20 کاهش می یابد. البته کاهش ولتاژ در این خروجی باعث افزایش ولتاژ تقویت کننده خطا می شود که به نوبه خود باعث کوتاه شدن پالس های کنترل می شود. با این حال، R18 مستقیماً به گذرگاه برق اولیه متصل می شود و تمام آشفتگی هایی که در این گذرگاه ایجاد می شود مستقیماً بر عملکرد حفاظت اضافه بار تأثیر می گذارد.
تثبیت ولتاژ خروجی تنظیم شده است ... خب اصولاً همان عملکرد قسمت پاور ... بعد از راه اندازی مبدل به محض اینکه ولتاژ خروجی به مقداری رسید که LED اپتوکوپلر U1.2 راه اندازی می شود. برای درخشش، ترانزیستور اپتوکوپلر U1.1 باز می شود. باز شدن آن باعث کاهش ولتاژ ایجاد شده توسط تقسیم کننده در R10 و R11 می شود. این به نوبه خود باعث کاهش ولتاژ خروجی تقویت کننده خطا می شود زیرا این ولتاژ به ورودی غیر معکوس آمپلی فایر متصل می شود. خوب، از آنجایی که ولتاژ در خروجی تقویت کننده خطا کاهش می یابد، کنترل کننده شروع به افزایش مدت زمان پالس ها می کند، در نتیجه روشنایی LED اپتوکوپلر را افزایش می دهد، که ترانزیستور فوتو را حتی بیشتر باز می کند و مدت زمان پالس ها را بیشتر می کند. این اتفاق می افتد تا زمانی که ولتاژ خروجی به حداکثر مقدار ممکن برسد.
به طور کلی، این طرح به قدری اصلی است که فقط می توان آن را برای تکرار به دشمن داد و برای این گناه عذاب ابدی در جهنم برای شما تضمین شده است. من نمی دانم مقصر کیست ... شخصاً این تصور را داشتم که این کسی بود کار دورهو یا شاید دیپلم، اما نمی‌خواهم به آن اعتقاد داشته باشم، زیرا اگر منتشر شده است، به این معنی است که از آن محافظت شده است، و این نشان می‌دهد که صلاحیت کادر آموزشی بسیار بدتر از آن چیزی است که فکر می‌کردم. .

نسخه چهارم مبدل ولتاژ خودرو.
من نمی گویم که این یک گزینه ایده آل است، با این وجود، زمانی در توسعه این طرح نقش داشتم. در اینجا بلافاصله بخش کوچکی از آرام بخش - پانزده و شانزده نتیجه به هم متصل می شوند و به یک سیم مشترک متصل می شوند، اگرچه منطقاً نتیجه پانزدهم باید به چهاردهم متصل شود. با این وجود، اتصال به زمین ورودی های تقویت کننده خطای دوم به هیچ وجه بر عملکرد تأثیری نداشت. بنابراین محل اتصال خروجی پانزدهم را به عهده شما می گذارم.

خروجی تثبیت کننده داخلی در پنج ولت در این مدار بسیار فشرده استفاده می شود. از پنج ولت یک ولتاژ مرجع تشکیل می شود که ولتاژ خروجی با آن مقایسه می شود. این کار با استفاده از مقاومت های R8 و R2 انجام می شود. برای کاهش ریپل ولتاژ مرجع، یک خازن C1 به موازات R2 متصل می شود. از آنجایی که مقاومت های R8 و R2 یکسان هستند، مقدار ولتاژ مرجع دو و نیم ولت است.
همچنین، پنج ولت برای شروع نرم استفاده می شود - خازن C6 در لحظه روشن شدن به طور خلاصه پنج ولت در چهارمین خروجی کنترلر تولید می کند، یعنی. در حین شارژ شدن، زمان مکث های اجباری بین پالس های کنترلی از حداکثر به مقدار اسمی تغییر می کند.
همان پنج ولت به کلکتور فوتو ترانزیستور اپتوکوپلر DA وصل می شود و امیتر آن از طریق یک تقسیم کننده کوچک روی R5 و R4 به ورودی غیر معکوس اولین تقویت کننده خطا - پین 1 وصل می شود. به بازخورد منفی از خروجی تقویت کننده خطا متصل است. فیدبک دارای یک خازن C2 است که پاسخ کنترل کننده را کند می کند، ظرفیت خازنی آن می تواند از ده نانوفاراد تا شصت و هشت نانوفاراد باشد.
مرحله خروجی کنترلر در حالت تکرار کننده کار می کند و تقویت جریان توسط یک مرحله راننده ترانزیستور در VT3-VT6 انجام می شود. البته، قدرت مرحله درایور برای کنترل بیش از یک جفت ترانزیستور قدرت کافی است، در واقع شرط این بود - در ابتدا برد با کنترلر جدا از بخش برق ساخته می شد، اما در نهایت معلوم شد خیلی راحت نباشه بنابراین هادی های چاپ شده به برد اصلی منتقل می شدند و ترانسفورماتورها و البته ترانزیستورهای قدرت از قبل با افزایش طول برد تغییر می کردند.
ترانسفورماتور قدرت از طریق ترانسفورماتور جریان به ترانزیستورها متصل می شود که وظیفه حفاظت از اضافه بار را بر عهده دارد. اسنابرها در این نسخه نصب نشده بودند - از رادیاتورهای جدی استفاده شد.
به محض اینکه یک ولتاژ در ترمینال کنترل ظاهر می شود و اجازه کار مبدل را می دهد، ترانزیستور VT2 باز می شود که به نوبه خود VT1 را به حالت اشباع هدایت می کند. در امیتر VT1 یک ولتاژ از تثبیت کننده انتگرال به 15 وجود دارد که آزادانه ولتاژ تغذیه تامین شده از دیود VD5 را عبور می دهد، زیرا از ولتاژ تثبیت کمتر است. این دیود از طریق مقاومت R28 با ولتاژ تغذیه اصلی دوازده ولت تامین می شود. باز کردن VT1 برق کنترلر و ترانزیستورهای درایور را تامین می کند و مبدل راه اندازی می شود. به محض ظاهر شدن پالس ها روی ترانسفورماتور قدرت، ولتاژ روی سیم پیچ آن به دو برابر منبع تغذیه اصلی می رسد و با عبور از دیودهای VD4 و VD6، 15 ولت به ورودی تثبیت کننده تغذیه می شود. بنابراین، پس از راه اندازی مبدل، کنترل کننده توسط یک منبع تغذیه از قبل تثبیت شده تغذیه می شود. این راه حل مداری به شما اجازه می دهد تا عملکرد پایدار مبدل را حتی زمانی که با شش تا هفت ولت تغذیه می شود حفظ کنید.
تثبیت ولتاژ خروجی با کنترل درخشش LED اپتوکوپلر DA انجام می شود که LED آن از طریق یک تقسیم کننده مقاومتی به آن متصل می شود. علاوه بر این، تنها یک بازوی ولتاژ خروجی کنترل می شود. تثبیت بازوی دوم از طریق یک جفت مغناطیسی انجام می شود که در هسته سلف L2 و L3 رخ می دهد، زیرا این فیلتر روی یک هسته ساخته شده است. به محض افزایش بار در سمت مثبت ولتاژ خروجی، هسته شروع به مغناطیس شدن می کند و در نتیجه رسیدن ولتاژ منفی از پل دیود به خروجی مبدل دشوارتر می شود، ولتاژ منفی شروع می شود. فرورفتن، و LED optocoupler به این واکنش نشان می دهد و کنترل کننده را مجبور می کند که مدت زمان پالس های کنترل را افزایش دهد. به عبارت دیگر سلف علاوه بر عملکرد فیلتر، نقش یک سلف تثبیت کننده گروهی را نیز ایفا می کند و مانند منابع تغذیه کامپیوتر عمل می کند و چندین ولتاژ خروجی را به طور همزمان تثبیت می کند.
حفاظت اضافه بار کمی خشن است، اما هنوز کاملاً کاربردی است. آستانه حفاظت توسط مقاومت R26 تنظیم می شود. به محض اینکه جریان عبوری از ترانزیستورهای قدرت به یک مقدار بحرانی رسید، ولتاژ ترانسفورماتور جریان تریستور VS1 را باز می کند و ولتاژ کنترل را از ترمینال کنترل به زمین منتقل می کند و در نتیجه ولتاژ تغذیه را از کنترل کننده حذف می کند. علاوه بر این، تخلیه تسریع شده خازن C7 از طریق مقاومت R19 رخ می دهد، که هنوز هم بهتر است ظرفیت آن به 100 میکروفاراد کاهش یابد.
برای تنظیم مجدد حفاظت فعال شده، باید ولتاژ را حذف کرده و مجدداً به ترمینال کنترل اعمال کنید.
یکی دیگر از ویژگی های این مبدل استفاده از درایور ولتاژ مقاومتی خازن در گیت ترانزیستورهای قدرت است. با نصب این زنجیر می توان به ولتاژ منفی روی گیت ها دست یافت که برای سرعت بخشیدن به بسته شدن ترانزیستورهای قدرت طراحی شده است. با این حال، این روش بستن ترانزیستورها حتی با استفاده از snubber ها منجر به افزایش راندمان یا کاهش دما نشد و - قطعات کمتر - قابلیت اطمینان بیشتر کنار گذاشته شد.

خوب، آخرین مبدل ماشین پنجم. این طرح ادامه منطقی قبلی است، اما مجهز به ویژگی های اضافی است که خواص مصرف کننده آن را بهبود می بخشد. ولتاژ کنترل REM از طریق فیوز حرارتی 85 درجه قابل تنظیم مجدد KSD301 که بر روی هیت سینک اینورتر نصب شده است، تامین می شود. در حالت ایده آل، باید یک رادیاتور برای تقویت کننده برق و مبدل ولتاژ وجود داشته باشد.

اگر کنتاکت های فیوز حرارتی بسته باشند، به عنوان مثال. دما کمتر از هشتاد و پنج درجه است، سپس ولتاژ کنترل از ترمینال REM ترانزیستور VT14 را باز می کند، که به نوبه خود VT13 را باز می کند و دوازده ولت از منبع تغذیه اصلی وارد ورودی پانزده ولتی کرنکا می شود. از آنجایی که ولتاژ ورودی کمتر از ولتاژ تثبیت کننده KRENKA در خروجی آن است، تقریباً بدون تغییر ظاهر می شود - فقط یک افت در ترانزیستور تنظیم کننده یک افت کوچک ایجاد می کند. از Krenka، برق به خود کنترلر و ترانزیستورهای مرحله راننده VT4-VT7 تامین می شود. به محض اینکه تثبیت کننده داخلی پنج ولت ولتاژ بدهد، خازن C6 شروع به شارژ می کند و مدت زمان مکث بین پالس های کنترل را کاهش می دهد. پالس های کنترل شروع به باز کردن ترانزیستورهای قدرت روی سیم پیچ های ثانویه ترانسفورماتور می کنند، ظاهر می شوند و شروع به افزایش مقدار موثر ولتاژ ثانویه می کنند. از سیم پیچ ثانویه اول، ولتاژ 24 ولت از طریق یکسو کننده با نقطه میانی به ترمینال مثبت خازن C18 می رود و از آنجایی که ولتاژ آن از دیود اصلی دوازده ولت VD13 بیشتر است، بسته می شود و اکنون کنترلر توسط خود سیم پیچ ثانویه تغذیه می شود. علاوه بر این، بیست و چهار ولت بیشتر از پانزده است، بنابراین یک تثبیت کننده پانزده ولت روشن می شود و اکنون کنترل کننده با یک ولتاژ تثبیت شده تغذیه می شود.
با رشد پالس‌های کنترل، مقدار ولتاژ مؤثر در سیم‌پیچ ثانویه دوم نیز افزایش می‌یابد و به محض رسیدن به مقداری که LED کوپلر DA شروع به درخشش می‌کند، فوتوترانزیستور شروع به باز شدن می‌کند و سیستم شروع به کار می‌کند. برای به دست آوردن یک حالت پایدار - مدت زمان پالس ها متوقف می شود، زیرا امیتر فوتو ترانزیستور به خروجی تقویت کننده خطای کنترل کننده غیر معکوس متصل است. با افزایش بار، ولتاژ خروجی شروع به کاهش می کند، به طور طبیعی روشنایی LED شروع به کاهش می کند، ولتاژ در اولین خروجی کنترل کننده نیز کاهش می یابد و کنترل کننده مدت زمان پالس را به اندازه ای افزایش می دهد تا دوباره بازیابی شود. دوباره روشنایی LED
ولتاژ خروجی توسط بازوی منفی کنترل می شود و واکنش به تغییرات مصرف در بازوی مثبت توسط چوک تثبیت کننده گروه L1 انجام می شود. برای سرعت بخشیدن به پاسخ ولتاژ کنترل شده، بازوی منفی علاوه بر این با مقاومت R38 بارگذاری می شود. در اینجا ما باید فوراً رزرو کنیم - لازم نیست الکترولیت های خیلی بزرگ را روی منبع تغذیه ثانویه آویزان کنیم - در فرکانس های تبدیل بالا از آنها استفاده کمی می کنند ، اما می توانند تأثیر قابل توجهی بر ضریب تثبیت کلی داشته باشند - به طوری که ولتاژ در بازوی مثبت در صورت افزایش بار شروع به افزایش می کند، ولتاژ در شانه منفی نیز باید کاهش یابد. اگر مصرف در بازوی منفی زیاد نباشد و ظرفیت خازن C24 نسبتاً زیاد باشد، برای مدت طولانی تخلیه می شود و کنترل به سادگی زمان لازم برای ردیابی اینکه ولتاژ روی مثبت خراب شده است را نخواهد داشت. بازو
به همین دلیل است که اکیداً توصیه می شود که بیش از 1000 uF در هر شانه بر روی خود برد مبدل و هر کدام 220 ... 470 uF روی بردهای تقویت کننده قدرت و نه بیشتر تنظیم کنید.
کمبود قدرت در پیک های سیگنال صوتی باید با توان کلی ترانسفورماتور جبران شود.
حفاظت اضافه بار روی یک ترانسفورماتور جریان انجام می شود که ولتاژ آن توسط دیودهای VD5 و VD6 اصلاح می شود و وارد تنظیم کننده حساسیت R26 می شود. علاوه بر این، با عبور از دیود VD4، که نوعی محدود کننده دامنه است، ولتاژ وارد پایه ترانزیستور VT8 می شود. کلکتور این ترانزیستور به ورودی تریگر اشمیت مونتاژ شده روی VT2-VT3 متصل می شود و به محض باز شدن ترانزیستور VT8، VT3 را می بندد. ولتاژ در کلکتور VT3 افزایش می یابد و VT2 باز می شود و VT1 باز می شود.
هم ماشه و هم VT1 توسط تثبیت کننده پنج ولتی کنترلر تغذیه می شوند و زمانی که VT1 باز می شود، پنج ولت وارد خروجی شانزدهم کنترلر می شود و مدت زمان پالس های کنترل را به شدت کاهش می دهد. همچنین، پنج ولت از طریق دیود VD3 وارد پین چهار می شود و زمان مکث های اجباری را به حداکثر مقدار ممکن افزایش می دهد، یعنی. پالس های کنترلی به دو صورت همزمان کوتاه می شوند - از طریق تقویت کننده خطا که بازخورد منفی ندارد و به عنوان مقایسه کننده عمل می کند و مدت زمان پالس را تقریباً فوراً کاهش می دهد و از طریق یک شکل دهنده مدت زمان مکث که اکنون از طریق یک خازن تخلیه شده شروع به افزایش می کند. مدت زمان پالس به تدریج و اگر بار هنوز خیلی زیاد باشد، حفاظت دوباره به محض باز شدن VT8 کار می کند. با این حال، ماشه در VT2-VT3 یک وظیفه دیگر دارد - مقدار ولتاژ اصلی اصلی 12 ولت را نظارت می کند و به محض اینکه کمتر از 9-10 ولت شد از طریق مقاومت های R21 و R22 به پایه VT3 عرضه می شود، بایاس کافی نخواهد بود و VT3 بسته می شود و VT2 و VT1 را باز می کند. کنترلر متوقف می شود و برق ثانویه قطع می شود.
این ماژول فرصتی را برای روشن کردن ماشین باقی می گذارد، اگر ناگهان صاحب آن تصمیم گرفت در ماشینی که در حال کار نیست به موسیقی گوش دهد و همچنین از تقویت کننده برق در برابر افت ولتاژ ناگهانی در زمان راه اندازی استارت خودرو محافظت می کند - مبدل به سادگی منتظر می ماند. از لحظه مصرف بحرانی، از تقویت کننده قدرت و کلیدهای برق خود محافظت می کند.
تابلوی مدار چاپی ترسیم این مبدل، و دو گزینه وجود دارد - یک و دو ترانسفورماتور.
چرا دو ترانسفورماتور؟
برای قدرت بیشتر واقعیت این است که قدرت کلی ترانسفورماتور در مبدل های خودرو با ولتاژ تغذیه دوازده ولت محدود می شود که به تعداد معینی چرخش در ترانسفورماتور نیاز دارد. حلقه باید حداقل چهار دور در نیمه سیم پیچ اولیه داشته باشد؛ برای فریت w شکل، تعداد چرخش ها را می توان به سه کاهش داد.

این محدودیت در درجه اول به این دلیل است که با تعداد دورهای کمتر، میدان مغناطیسی از قبل غیر یکنواخت می شود و تلفات آن بسیار زیاد است. این همچنین به این معنی است که نمی توان فرکانس تبدیل را به فرکانس های بالاتر منحرف کرد - باید تعداد چرخش ها را کاهش دهید و این جایز نیست.
بنابراین معلوم می شود که توان کلی با تعداد چرخش سیم پیچ اولیه و محدوده فرکانس تبدیل کوچک محدود می شود - شما نمی توانید زیر 20 کیلوهرتز بروید - تداخل مبدل نباید در محدوده صدا باشد، زیرا آنها تمام تلاش خود را خواهد کرد تا در سخنرانان شنیده شود.
شما همچنین نمی توانید از 40 کیلوهرتز بالاتر بروید - تعداد چرخش سیم پیچ اولیه خیلی کم می شود.
اگر می خواهید قدرت بیشتری دریافت کنید، تنها راه حل باقی می ماند - افزایش تعداد ترانسفورماتورها و دو تا از حداکثر ممکن فاصله دارد.
اما در اینجا یک سوال دیگر مطرح می شود - چگونه تمام ترانسفورماتورها را نظارت کنیم؟ من نمی خواهم یک چوک تثبیت کننده گروهی خیلی جدی را حصار بکشم یا تعداد معینی کوپلر اپتوکوپلر را معرفی کنم. بنابراین، تنها راه کنترل، اتصال سری سیم پیچ های ثانویه است. در این مورد، اعوجاج در مصرف نیز حذف می شود و کنترل ولتاژ خروجی بسیار آسان تر است، با این حال، حداکثر توجه باید به مونتاژ و فازبندی ترانسفورماتورها شود.
حالا کمی در مورد تفاوت بین نمودار مدار و برد. واقعیت این است که در این اصل فقط اساسی ترین نکات طرح مشخص شده است ، در مورد چاپ شده عناصر مطابق با واقعیت مرتب شده اند. به عنوان مثال، هیچ خازن فیلمی برای منبع تغذیه روی برد مدار وجود ندارد، اما آنها روی برد هستند. البته سوراخ های نصب آنها با توجه به ابعاد آن خازن هایی که در زمان توسعه موجود بودند ساخته می شود. البته در صورت عدم وجود ظرفیت 2.2 μF می توان از آن برای 1 μF استفاده کرد، اما کمتر از 0.47 μF نیست.
برای برق، الکترولیت های 4700 uF نیز روی مدار نصب شده است، البته به جای آنها، یک مجموعه کامل از خازن های 2200 uF 25 ولت روی برد وجود دارد و خازن ها باید با ESR پایین باشند، این ها هستند که قرار می گیرند. توسط فروشندگان به عنوان "برای مادربرد". آنها معمولاً با رنگ نقره ای یا طلایی مشخص می شوند. اگر امکان خرید با ولتاژ 3300 میکروفاراد در 25 ولت وجود داشته باشد، حتی بهتر خواهد بود، اما در منطقه ما این موارد بسیار نادر هستند.
چند کلمه در مورد جامپرهای ظاهرا - اینها جامپرهایی هستند که مسیرها را به خودشان متصل می کنند. این کار به دلیلی انجام شد - ضخامت مس روی تخته محدود است و جریان های عبوری از هادی ها بسیار زیاد است و برای جبران تلفات هادی، مسیر یا باید به معنای واقعی کلمه با لحیم کاری ریخته شود. ، که امروزه گران است یا با هادی های حامل جریان تکرار می شود و در نتیجه سطح مقطع کل هادی را افزایش می دهد. این جامپرها از یک سیم مسی تک هسته ای با سطح مقطع حداقل دو و نیم مربع ساخته شده اند، البته در حالت ایده آل، ضخیم تر - چهار یا شش مربع.
پل دیودی برق ثانویه نمودار دیودها را در بسته TO-247 نشان می دهد، برد برای استفاده از دیودها در بسته TO-220 آماده شده است. نوع دیودها به طور مستقیم به جریان برنامه ریزی شده در بار بستگی دارد، و البته، بهتر است دیودهای سریعتر را انتخاب کنید - خود گرمایش کمتری وجود خواهد داشت.
حالا چند کلمه در مورد جزئیات سیم پیچ.
مشکوک ترین در مدار ترانسفورماتور جریان است - به نظر می رسد پیچیدن نیم دور با سیم های ضخیم سیم پیچ اولیه و حتی در جهات مختلف دشوار است. در واقع این ساده ترین جزء قطعات سیم پیچی است. برای ساخت ترانسفورماتور جریان، از یک فیلتر برق تلویزیون استفاده می شود، اگر ناگهان پیدا نشد، می توان از هر هسته فریت w شکل استفاده کرد، به عنوان مثال، یک ترانسفورماتور شناور از منبع تغذیه رایانه. هسته به مدت ده تا بیست دقیقه تا دمای 110-120 درجه گرم می شود و سپس می زند. سیم پیچ ها برداشته می شوند، یک سیم پیچ ثانویه روی قاب پیچیده می شود، متشکل از 80-120 دور سیم 0.1 ... 0.2 میلی متر، البته، به دو قسمت تا شده است. سپس ابتدای یک سیم پیچ به انتهای سیم پیچ دوم متصل می شود، سیم ها به هر نحوی که برای شما مناسب باشد ثابت می شوند و قاب با سیم پیچ روی نیمی از هسته قرار می گیرد. سپس یک بسته نرم افزاری با قدرت سیم پیچ اولیه در یک پنجره گذاشته می شود، در سه بار - نیمه دوم و دوم هسته قرار می گیرد. همین! دو سیم پیچ نیم دور در اولیه و 100 پیچ در ثانویه. چرا تعداد دورها دقیقا مشخص نشده است؟ تعداد چرخش ها باید به گونه ای باشد که در حداکثر جریان سه تا پنج ولت روی مقاومت R27 حاصل شود. اما من نمی دانم حداکثر جریان را در نظر می گیرید، از چه ترانزیستورهایی استفاده خواهید کرد. و مقدار ولتاژ در R27 همیشه با انتخاب مقدار همین مقاومت قابل اصلاح است. نکته اصلی این است که ترانسفورماتور فعلی در امتداد سیم پیچ ثانویه بارگذاری می شود و برای این کار شما به حداقل 60-70 چرخش در ثانویه نیاز دارید - در این حالت حداقل گرمای هسته وجود خواهد داشت.

سلف L2 بر روی هسته ترانسفورماتور قدرت منبع تغذیه سوئیچینگ برای تلویزیون های با اندازه مناسب انجام شد. در اصل، می توان آن را از یک ترانسفورماتور از منبع تغذیه رایانه نیز روی هسته پیچید، اما لازم است شکاف غیر مغناطیسی 0.5 ... 0.7 میلی متر را سازماندهی کنید. برای ایجاد آن کافی است یک حلقه NOT CLOSED را از سیم سیم پیچی با قطر مناسب در داخل قاب پرتاب کنید و نیمی از هسته را وارد کنید.
سلف قبل از پر شدن پیچ می شود، اما باید کدام سیم را محاسبه کرد. من شخصا ترجیح می دهم با بسته ها یا نوار کار کنم. البته نوار فشرده تر است ، با کمک آن چگالی سیم پیچ بسیار بالایی به دست می آید ، اما ساخت آن زمان زیادی می برد و البته چسب روی جاده نمی ماند. ساختن یک بسته نرم افزاری بسیار ساده تر است - برای این کار کافی است طول تقریبی هادی را پیدا کنید، سیم را چندین بار تا کنید و سپس از مته استفاده کنید تا آن را به یک بسته نرم افزاری بچرخانید.
از چه سیمی و چه مقدار باید استفاده کرد؟ این در حال حاضر به نیازهای محصول نهایی بستگی دارد. در این مورد، ما در مورد فناوری خودرو صحبت می کنیم که طبق تعریف، شرایط خنک کننده بسیار ضعیفی دارد، بنابراین باید گرمایش خود را به حداقل رساند و برای این کار باید مقطع هادی را محاسبه کرد که در آن زیاد گرم نمی شود. ، یا اصلا گرم نمی شود. دومی البته ارجح است اما باعث افزایش سایز می شود و ماشین ایکاروس نیست که فضای زیادی در آن وجود داشته باشد. بنابراین از حداقل گرمایش پیش خواهیم رفت. البته می توانید فن ها را طوری نصب کنید که هم از آمپلی فایر و هم از مبدل عبور کنند، اما فقط گرد و غبار جاده های ما به سرعت فن ها را به طرز دردناکی می کشد، بنابراین بهتر است از خنک کننده طبیعی برقصید و به عنوان یک پایه استفاده کنید. کشش سه آمپر بر میلی متر مربع از بخش هادی. این یک کشش نسبتاً محبوب است که توصیه می شود در ساخت ترانسفورماتور سنتی روی آهن w شکل مورد توجه قرار گیرد. برای دستگاه های پالسی توصیه می شود که پنج یا شش آمپر در میلی متر مربع قرار دهید، اما این نشان دهنده همرفت هوای خوب است و کیس ما بسته است، بنابراین ما هنوز سه آمپر می گیریم.
متقاعد شده اید که سه بهتر است؟ و اکنون اصلاحیه ای به این واقعیت می دهیم که بار روی تقویت کننده ثابت نیست ، زیرا هیچ کس به موج سینوسی خالص و حتی نزدیک به قطع شدن گوش نمی دهد ، بنابراین گرمایش دائماً رخ نمی دهد ، زیرا مقدار فعلی قدرت تقویت کننده است. تقریباً 2/3 حداکثر است. بنابراین، تنش را می توان تا 30 درصد بدون هیچ خطری افزایش داد، یعنی. آن را به چهار آمپر بر میلی متر مربع برسانید.
یک بار دیگر، برای درک بهتر اعداد. شرایط خنک کننده بد است، سیم ناشی از جریان های زیاد اگر بسیار نازک باشد شروع به گرم شدن می کند و اگر به یک سیم پیچ پیچیده شود، خودش را گرم می کند. برای حل مشکل، ولتاژ را دو و نیم تا سه آمپر بر میلی متر مربع از مقطع سیم قرار می دهیم، اگر بار ثابت باشد، اگر تقویت کننده برق را تغذیه کنیم، کشش را به چهار تا چهار و نیم افزایش می دهیم. آمپر بر میلی متر مربع از بخش هادی.
اکنون اکسل را راه اندازی می کنیم، امیدوارم همه چنین ماشین حسابی داشته باشند، و در خط بالایی به ترتیب می نویسیم: "تنش"، سپس "قطر سیم"، سپس "تعداد سیم"، سپس "حداکثر جریان" و در آخرین سلول "قدرت". به ابتدای خط بعدی می رویم و عدد سه را فعلا می نویسیم، فعلاً سه آمپر بر میلی متر مربع باشد. در خانه بعدی عدد یک را می نویسیم، فعلاً سیمی به قطر یک میلی متر باشد. در خانه بعدی که ده می نویسیم، این تعداد سیم های بسته است.
و در اینجا سلول هایی هستند که در آنها فرمول وجود خواهد داشت. ابتدا سطح مقطع را محاسبه می کنیم. برای انجام این کار، قطر را بر 2 تقسیم کنید - به شعاع نیاز داریم. سپس شعاع را در شعاع ضرب می کنیم، برای هر موردی که ماشین حساب ما کند نشود، محاسبه شعاع ها را در پرانتز می گیریم و همه این ها را در پی ضرب می کنیم. در نتیجه، مربع pi er، یعنی. مساحت دایره که سطح مقطع هادی است. سپس، بدون خروج از ویرایش سلول، نتیجه حاصل را در قطر سیم خود ضرب می کنیم و در تعداد سیم ها ضرب می کنیم. ENTER را فشار می دهیم و یک عدد با یک دسته اعشار می بینیم. به چنین دقت بالایی نیازی نیست، بنابراین نتیجه خود را به یک رقم اعشار و به سمت بالا گرد می کنیم تا حاشیه تکنولوژیکی کمی وجود داشته باشد. برای انجام این کار، به ویرایش سلول بروید، فرمول ما را انتخاب کنید و CONTROL X - cut را فشار دهید، سپس دکمه FORMULA را فشار دهید و ROUND UP را در خط MATHEMATICAL ACTION انتخاب کنید. یک کادر محاوره ای ظاهر می شود که از شما می پرسد چه چیزی را گرد کنید و به چند رقم اعشار. ما مکان نما را در پنجره بالا قرار می دهیم و CONTRL VE فرمول قبلی را وارد می کنیم و در پنجره پایین یک واحد قرار می دهیم، یعنی. به یک رقم اعشار گرد کنید و روی OK کلیک کنید. حالا سلول شامل یک عدد با یک رقم بعد از نقطه اعشار است.
باقی مانده است که فرمول را در آخرین سلول وارد کنید، خوب، همه چیز در اینجا ساده است - قانون اهم. ما حداکثر جریانی را داریم که می توانیم استفاده کنیم، و اجازه دهید ولتاژ روی برد دوازده ولت باشد، اگرچه در ماشین در حال کار حدود سیزده به اضافه است، اما این افت سیم های اتصال را در نظر نمی گیرد. جریان حاصل را در 12 ضرب می کنیم و حداکثر توان نامی را به دست می آوریم که باعث گرم شدن قوی هادی نمی شود، به طور دقیق تر، یک بسته نرم افزاری متشکل از ده سیم با قطر یک میلی متر.
من به سؤالات "اما چنین دکمه ای ندارم، خط ویرایش وجود ندارد" پاسخ نمی دهم و شرح مفصل تری در مورد استفاده از اکسل در محاسبات منبع تغذیه ارسال شده است:

ما به حرفه خود برمی گردیم. ما قطر سیم های بسته و تعداد آنها را فهمیدیم. از همین محاسبات می توان در هنگام تعیین بسته مورد نیاز در سیم پیچ های ترانسفورماتور نیز استفاده کرد، اما کشش را می توان به پنج تا شش آمپر بر میلی متر مربع افزایش داد - یک نیم سیم پیچ در پنجاه درصد مواقع کار می کند، بنابراین زمان خنک شدن خواهد داشت. . می توان کشش سیم پیچ را تا هفت یا هشت آمپر افزایش داد، اما در اینجا افت ولتاژ روی مقاومت فعال بسته نرم افزاری از قبل شروع به تأثیرگذاری خواهد کرد، و به نظر می رسد ما هنوز هم تمایل داریم که بازدهی نه چندان بدی داشته باشیم. پس بهتر است این کار را نکنید.
اگر چندین ترانزیستور قدرت وجود دارد، باید فوراً در نظر بگیرید که تعداد سیم های بسته باید مضربی از تعداد ترانزیستورها باشد - بسته باید بر تعداد عوامل قدرت تقسیم شود و بسیار مطلوب است. برای توزیع یکنواخت جریان های جاری در سیم پیچ.
خوب، ما به نوعی محاسبات را فهمیدیم، می توانید شروع به پیچیدن کنید. اگر این یک حلقه خانگی است، باید آن را آماده کرد، یعنی گوشه های تیز را خرد کرد تا به عایق سیم سیم پیچ آسیب نرساند. سپس حلقه با یک عایق نازک عایق بندی می شود - استفاده از نوار الکتریکی برای این اهداف توصیه نمی شود. وینیل از دما نشت می کند و پارچه خیلی ضخیم است. در حالت ایده آل - نوار فلوروپلاستیک، اما اغلب آن را در فروش نخواهید دید. Thermosktch - مواد بد نیست، اما باد کردن آن خیلی راحت نیست، اگرچه اگر به آن دست پیدا کنید، نتیجه خیلی بد نخواهد بود. یک زمانی از ضد جاذبه ماشین استفاده کردم - فقط آن را با قلم مو رنگ کردم، گذاشتم خشک شود، دوباره رنگ کردم و به همین ترتیب سه لایه. خواص مکانیکی بد نیست و ولتاژ شکست زیاد این عایق بر کار تأثیر نمی گذارد - در مورد ما، تمام ولتاژ زیاد نیست. اول، سیم پیچ ثانویه زخم می شود، زیرا نازک تر است و چرخش های بیشتری در آن وجود دارد. سپس سیم پیچ اولیه زخم می شود. هر دو سیم پیچ بلافاصله در دو بسته تاشو پیچیده می شوند - اشتباه کردن با تعداد چرخش ها که باید یکسان باشد بسیار دشوار است. هارنس ها به ترتیب مورد نیاز فراخوانی و متصل می شوند.

اگر برای تماس خیلی تنبل هستید یا زمان کافی ندارید، قبل از پیچیدن بسته ها را می توان در رنگ های مختلف رنگ کرد. به صورت جفت نشانگر دائمی با رنگ های مختلف خریداری می شود، محتویات ظروف رنگ آنها به معنای واقعی کلمه با یک حلال شسته می شود و سپس دسته ها بلافاصله پس از گذاشتن با این رنگ پوشانده می شوند. رنگ خیلی محکم نمی ماند، اما حتی پس از پاک کردن آن از روی سیم های بیرونی بسته، باز هم می توانید رنگ داخل بسته را ببینید.
شما می توانید قطعات سیم پیچ را به چند روش روی تخته ثابت کنید، و این باید نه تنها با قطعات سیم پیچ انجام شود - الکترولیت های زیاد ناشی از تکان دادن مداوم نیز می توانند از پاهای آنها جدا شوند. بنابراین همه چیز روی آن چسبانده شده است. می توانید از چسب پلی اورتان استفاده کنید، می توانید از دوغاب خودرو استفاده کنید یا از همان ضد جاذبه استفاده کنید. جذابیت دومی در این واقعیت نهفته است که در صورت لزوم، برای از بین بردن چیزی، می توانید آن را ترش کنید - یک پارچه که به وفور با حلال 647 آغشته شده است را روی آن بگذارید، همه آن را در یک کیسه پلاستیکی قرار دهید و پنج تا شش ساعت صبر کنید. ضد شن ناشی از بخارات حلال نرم می شود و حذف آن نسبتا آسان است.
این همه برای مبدل های خودرو است، بیایید به مبدل های شبکه برویم.
برای کسانی که میل خستگی ناپذیر به باهوش بودن دارند، می گویند من چیزی گفتم، اما چیزی جمع آوری نکردم، بلافاصله پاسخ می دهم - در واقع تجربه خود را به اشتراک می گذارم، و لاف نزنید که مبدل را مونتاژ کرده ام. و کار می کند. چیزی که در قاب چشمک می زند یا گزینه های موفقی نبودند که اندازه گیری های نهایی را پشت سر نمی گذاشتند، یا نمونه های اولیه ای بود که برای جداسازی رفتند. من به سفارش ساختن دستگاه های فردی مشغول نیستم و اگر انجام دهم، اول از همه باید برای من شخصا جالب باشد، چه از نظر مدار و چه از نظر مادی، اما در اینجا باید بسیار علاقه مند باشم.

فقط مهم ترین.
ولتاژ تغذیه 8-35 ولت (به نظر می رسد تا 40 ولت ممکن است، اما آن را تست نکردید)
امکان کار در حالت یک زمانه و دو زمانه.

برای حالت تک چرخه، حداکثر مدت زمان پالس 96٪ است (نه کمتر از 4٪ زمان مرده).
برای نسخه دو زمانه، مدت زمان مرده نمی تواند کمتر از 4٪ باشد.
با اعمال ولتاژ 0 ... 3.3v به پایه 4 می توانید زمان مرده را تنظیم کنید. و شروعی روان انجام دهید.
یک منبع ولتاژ مرجع تثبیت شده داخلی 5 ولت و جریان تا 10 میلی آمپر وجود دارد.
یک محافظ داخلی در برابر ولتاژ منبع تغذیه کم وجود دارد که زیر 5.5 ... 7 ولت (اغلب 6.4 ولت) خاموش می شود. مشکل اینجاست که در این ولتاژ، ماسفت ها از قبل به حالت خطی می روند و می سوزند ...
با بستن خروجی Rt (6) خروجی ولتاژ مرجع (14) یا خروجی Ct (5) به زمین با یک کلید می توان ژنراتور ریز مدار را خاموش کرد.

فرکانس کاری 1…300 کیلوهرتز.

دو تقویت کننده عملیاتی "خطا" داخلی با بهره Ku=70..95 دسی بل. ورودی - خروجی (1); (2) و (15)؛ (16). خروجی تقویت کننده ها با یک عنصر OR ترکیب می شوند، بنابراین عنصری که در خروجی آن ولتاژ بیشتر است و مدت زمان پالس را کنترل می کند. یکی از ورودی های مقایسه کننده معمولاً به ولتاژ مرجع (14) گره می خورد و دومی جایی است که باید ... تاخیر سیگنال در داخل آمپلی فایر 400 ثانیه است، آنها برای کار در یک سیکل طراحی نشده اند.

مراحل خروجی ریز مدار با جریان متوسط ​​200 میلی آمپر به سرعت ظرفیت ورودی دروازه یک ماسفت قدرتمند را شارژ می کند، اما تخلیه آن را تامین نمی کند. در یک زمان معقول در این ارتباط، یک درایور خارجی مورد نیاز است.

خروجی (5) خازن C2 و خروجی (6) مقاومت R3. R4 - فرکانس نوسان ساز داخلی ریز مدار را تنظیم کنید. در حالت فشار کش بر 2 بخش پذیر است.

امکان همگام سازی وجود دارد که توسط پالس های ورودی راه اندازی می شود.

ژنراتور تک چرخه با فرکانس و چرخه کار قابل تنظیم
ژنراتور تک چرخه با فرکانس و چرخه کار قابل تنظیم (نسبت مدت زمان پالس به مدت مکث). با درایور خروجی تک ترانزیستور. این حالت در صورتی اجرا می شود که پایه 13 به یک گذرگاه برق مشترک متصل باشد.

طرح (1)

از آنجایی که ریز مدار دارای دو مرحله خروجی است که در این حالت به صورت فاز عمل می کنند، می توان آنها را به صورت موازی وصل کرد تا جریان خروجی افزایش یابد ... یا شامل ... (به رنگ سبز در نمودار) همچنین مقاومت R7 نیست. همیشه تنظیم کنید

با اندازه گیری ولتاژ در مقاومت R10 با تقویت کننده عملیاتی، می توانید جریان خروجی را محدود کنید. ولتاژ مرجع توسط تقسیم کننده R5 به ورودی دوم تامین می شود. R6. خوب می دانید R10 گرم می شود.

زنجیر C6; R11، روی پایه (3)، برای پایداری بیشتر، دیتاشیت می پرسد، اما بدون آن کار می کند. ترانزیستور را می توان گرفت و ساختارهای npn.

طرح (2)

طرح (3)

ژنراتور تک چرخه با فرکانس و چرخه کار قابل تنظیم. دارای دو درایور خروجی ترانزیستور (پیرو مکمل).
چه می توانم بگویم؟ شکل سیگنال بهتر است، فرآیندهای گذرا در لحظه های سوئیچینگ کاهش می یابد، ظرفیت بار بیشتر است و تلفات حرارتی کمتر است. اگرچه این ممکن است یک نظر ذهنی باشد. ولی. الان فقط از دو درایور ترانزیستور استفاده می کنم. بله، مقاومت در مدار گیت سرعت گذرای سوئیچینگ را محدود می کند.

طرح (4)

و در اینجا نموداری از یک مبدل تک سر قابل تنظیم بوست (تقویت کننده) معمولی با تنظیم ولتاژ و محدودیت جریان داریم.

این طرح کار می کند، من به چندین نسخه می رفتم. ولتاژ خروجی به تعداد چرخش سیم پیچ L1 بستگی دارد، همچنین به مقاومت مقاومت های R7 بستگی دارد. R10; R11 که در هنگام تنظیم انتخاب می شوند ... خود سیم پیچ را می توان روی هر چیزی پیچید. اندازه - بسته به قدرت. حلقه، W-core، حتی فقط روی میله. اما نباید به حالت اشباع برود. بنابراین، اگر حلقه از فریت ساخته شده است، باید آن را با شکاف برش دهید و بچسبانید. حلقه های بزرگ از منابع تغذیه کامپیوتر به خوبی کار می کنند، شما نیازی به برش آنها ندارید، آنها از "آهن پاشیده شده" ساخته شده اند، شکاف از قبل فراهم شده است. اگر هسته به شکل Ш باشد - یک شکاف غیر مغناطیسی تعیین می کنیم، آنها با یک هسته متوسط ​​کوتاه می آیند - اینها قبلاً با یک شکاف هستند. به طور خلاصه، ما با یک سیم مسی ضخیم یا نصب (0.5-1.0 میلی متر، بسته به توان) سیم پیچ می کنیم و تعداد چرخش ها 10 یا بیشتر است (بسته به ولتاژی که می خواهیم دریافت کنیم). ما بار را به ولتاژ برنامه ریزی شده با توان کم وصل می کنیم. ما ساخته خود را از طریق یک لامپ قدرتمند به باتری متصل می کنیم. اگر لامپ با حرارت کامل روشن نشد، یک ولت متر و یک اسیلوسکوپ می گیریم ...

ما مقاومت های R7 را انتخاب می کنیم. R10; R11 و تعداد دور سیم پیچ L1، دستیابی به ولتاژ مورد نظر بر روی بار.

Choke Dr1 - 5 ... 10 دور با سیم ضخیم روی هر هسته. من حتی گزینه هایی را دیدم که L1 و Dr1 روی یک هسته پیچیده شده اند. خودم چک نکردم

طرح (5)

این همچنین یک مدار مبدل تقویت کننده واقعی است که می تواند به عنوان مثال برای شارژ لپ تاپ از باتری ماشین استفاده شود. مقایسه کننده روی ورودی ها (15)؛ (16) ولتاژ باتری "دهنده" را نظارت می کند و مبدل را هنگامی که ولتاژ روی آن از آستانه انتخاب شده پایین می آید خاموش می کند.

زنجیر C8; R12; VD2 - به اصطلاح Snubber، برای سرکوب نوسانات القایی طراحی شده است. یک ماسفت کم ولتاژ را ذخیره می کند، مثلا IRF3205 می تواند اگر اشتباه نکنم (تخلیه - منبع) تا 50 ولت را تحمل کند. با این حال، کارایی را تا حد زیادی کاهش می دهد. هم دیود و هم مقاومت به خوبی گرم می شوند. این قابلیت اطمینان را افزایش می دهد. در برخی از حالت ها (مدارها)، بدون آن، یک ترانزیستور قدرتمند به سادگی بلافاصله می سوزد. و گاهی اوقات بدون همه اینها کار می کند ... شما باید به اسیلوسکوپ نگاه کنید ...

طرح (6)

ژنراتور اصلی دو زمانه.
گزینه های مختلف اجرا و تنظیمات.
در نگاه اول، تنوع بسیار زیادی از طرح‌های تعویض به تعداد بسیار کم‌تری از طرح‌های واقعاً کارآمد کاهش می‌یابد... اولین کاری که معمولاً وقتی یک طرح «حیله‌گر» را می‌بینم انجام می‌دهم این است که آن را در استاندارد معمولم دوباره ترسیم کنم. قبلا GOST نامیده می شد. اکنون نحوه ترسیم مشخص نیست، که درک آن را بسیار دشوار می کند. و اشتباهات را پنهان می کند. فکر می کنم اغلب عمدی انجام می شود.
اسیلاتور اصلی برای نیم پل یا پل. این ساده ترین ژنراتور است. مدت زمان و فرکانس پالس به صورت دستی تنظیم می شود. اپتوکوپلر روی پایه (3) نیز می تواند مدت زمان را تنظیم کند، اما تنظیم بسیار دقیق است. من قبلاً کار ریز مدار را قطع می کردم. برخی از "روشنایی ها" می گویند که کنترل با (3) خروجی غیرممکن است، ریز مدار سوخته می شود، اما تجربه من کارایی این راه حل را تایید می کند. به هر حال، با موفقیت در یک اینورتر جوشکاری استفاده شد.

نیکولای پتروشوف

TL494، این چه نوع "جانور" است؟

TL494 (Texas Instruments) احتمالاً رایج ترین کنترل کننده PWM است که بر اساس آن بخش عمده ای از منابع تغذیه رایانه و قطعات برق لوازم خانگی مختلف ایجاد شده است.
و اکنون این ریز مدار در بین آماتورهای رادیویی که در ساخت منابع تغذیه سوئیچینگ شرکت دارند بسیار محبوب است. آنالوگ داخلی این ریز مدار M1114EU4 (KR1114EU4) است. علاوه بر این، شرکت های مختلف خارجی این ریز مدار را با نام های مختلف تولید می کنند. به عنوان مثال IR3M02 (شارپ)، KA7500 (سامسونگ)، MB3759 (فوجیتسو). همش همین چیپه
سن او بسیار کمتر از TL431 است. در اواخر دهه 90 - اوایل دهه 2000 توسط تگزاس اینسترومنتز تولید شد.
بیایید سعی کنیم با هم بفهمیم که چیست و چه نوع "جانور" است؟ ما تراشه TL494 (Texas Instruments) را در نظر خواهیم گرفت.

بنابراین، بیایید با نگاه کردن به آنچه در داخل است شروع کنیم.

ترکیب.

آن شامل:
- ژنراتور ولتاژ دندان اره (GPN)؛
- مقایسه کننده تنظیم زمان مرده (DA1)؛
- مقایسه کننده تنظیم PWM (DA2)؛
- تقویت کننده خطا 1 (DA3) که عمدتاً برای ولتاژ استفاده می شود.
- تقویت کننده خطا 2 (DA4) که عمدتاً توسط سیگنال حد فعلی استفاده می شود.
- یک منبع ولتاژ مرجع پایدار (ION) برای 5 ولت با خروجی خارجی 14؛
- مدار کنترل مرحله خروجی.

سپس، البته، ما تمام اجزای آن را در نظر می گیریم و سعی می کنیم بفهمیم که همه اینها برای چیست و چگونه کار می کند، اما ابتدا لازم است پارامترهای عملیاتی آن (ویژگی ها) را ارائه دهیم.

گزینه ها	حداقل	حداکثر	واحد تغییر دادن
V CC ولتاژ تغذیه	7	40	AT
V I ولتاژ ورودی تقویت کننده	-0,3	VCC-2	AT
V O ولتاژ کلکتور		40	AT
جریان کلکتور (هر ترانزیستور)		200	mA
جریان بازخورد		0,3	mA
f فرکانس اسیلاتور OSC	1	300	کیلوهرتز
C T خازن دینام	0,47	10000	nF
مقاومت مقاومت ژنراتور R T	1,8	500	کیلو اهم
T A دمای عملیاتی TL494C TL494I	0	70	درجه سانتی گراد
	-40	85	درجه سانتی گراد

ویژگی های محدود کننده آن به شرح زیر است.

ولتاژ تغذیه................................................ .....41B

ولتاژ ورودی تقویت کننده ...................................(Vcc+0.3)V

ولتاژ خروجی کلکتور..............................41 ولت

جریان خروجی کلکتور ...................................... .....250 میلی آمپر

اتلاف توان کل در حالت پیوسته .... 1W

محل و هدف پین های ریز مدار.

نتیجه گیری 1

این ورودی غیر معکوس (مثبت) تقویت کننده خطای 1 است.
اگر ولتاژ ورودی روی آن کمتر از ولتاژ پایه 2 باشد، در خروجی این تقویت کننده خطای 1 ولتاژی وجود نخواهد داشت (خروجی کم خواهد بود) و تأثیری بر عرض (چرخه کاری) نخواهد داشت. از پالس های خروجی
اگر ولتاژ در این پایه از پایه 2 بیشتر باشد، در خروجی این تقویت کننده 1 ولتاژ ظاهر می شود (خروجی تقویت کننده 1 سطح بالایی خواهد داشت) و عرض (چرخه کاری) پالس های خروجی کاهش می یابد. بیشتر، ولتاژ خروجی این تقویت کننده (حداکثر 3.3 ولت) بیشتر است.

نتیجه 2

این ورودی معکوس (منفی) تقویت کننده خطای 1 است.
اگر ولتاژ ورودی در این پایه بالاتر از پایه 1 باشد، هیچ خطای ولتاژی در خروجی تقویت کننده وجود نخواهد داشت (خروجی پایین خواهد بود) و تاثیری بر عرض (چرخه کاری) پالس های خروجی نخواهد داشت.
اگر ولتاژ در این پایه کمتر از پایه 1 باشد، خروجی تقویت کننده بالا خواهد بود.

تقویت کننده خطا یک آپ امپ معمولی با بهره ای برابر با 70..95dB برای ولتاژ DC، (Ku = 1 در فرکانس 350 کیلوهرتز) است. محدوده ولتاژ ورودی op-amp از -0.3 ولت تا ولتاژ منبع تغذیه منهای 2 ولت است. یعنی حداکثر ولتاژ ورودی باید حداقل دو ولت کمتر از ولتاژ تغذیه باشد.

نتیجه 3

اینها خروجی های تقویت کننده های خطای 1 و 2 هستند که از طریق دیودها (مدار OR) به این خروجی متصل شده اند. اگر ولتاژ خروجی هر تقویت کننده از کم به زیاد تغییر کند، در پین 3 نیز بالا می رود.
اگر ولتاژ در این پایه از 3.3 ولت بیشتر شود، پالس های خروجی ریزمدار ناپدید می شوند (چرخه کار صفر).
اگر ولتاژ در این پایه نزدیک به 0 ولت باشد، مدت زمان پالس های خروجی (دویت سیکل) حداکثر خواهد بود.

پایه 3 معمولاً برای ارائه بازخورد به تقویت کننده ها استفاده می شود، اما در صورت لزوم، پایه 3 نیز می تواند به عنوان ورودی برای ارائه تغییرات عرض پالس استفاده شود.
اگر ولتاژ روی آن بالا باشد (> ~ 3.5 ولت)، در این صورت هیچ پالسی در خروجی MS وجود نخواهد داشت. منبع تغذیه تحت هیچ شرایطی شروع نمی شود.

نتیجه گیری 4

محدوده تغییر زمان "مرده" را کنترل می کند (eng. Dead-Time Control)، در اصل، این همان چرخه وظیفه است.
اگر ولتاژ روی آن نزدیک به 0 ولت باشد، خروجی ریزمدار هم حداقل عرض پالس ممکن و هم حداکثر را خواهد داشت که به ترتیب توسط سیگنال های ورودی دیگر (تقویت کننده های خطا، پایه 3) قابل تنظیم است.
اگر ولتاژ در این پایه حدود 1.5 ولت باشد، عرض پالس های خروجی در ناحیه 50 درصد حداکثر عرض آنها خواهد بود.
اگر ولتاژ در این پایه از 3.3 ولت بیشتر شود، هیچ پالسی در خروجی MS وجود نخواهد داشت. منبع تغذیه تحت هیچ شرایطی شروع نمی شود.
اما نباید فراموش کنید که با افزایش زمان "مرده"، محدوده تنظیم PWM کاهش می یابد.

با تغییر ولتاژ در پایه 4، می توانید یک عرض ثابت از زمان "مرده" (تقسیم کننده R-R) تنظیم کنید، یک حالت شروع نرم را در PSU اجرا کنید ( زنجیره R-C، خاموش کردن از راه دور MS (کلید) را فراهم می کند و همچنین می توانید از این خروجی به عنوان ورودی کنترل خطی استفاده کنید.

بیایید در نظر بگیریم (برای کسانی که نمی دانند) زمان "مرده" چیست و برای چیست.
هنگامی که یک مدار منبع تغذیه فشار کش کار می کند، پالس ها به طور متناوب از خروجی های ریز مدار به پایه ها (دروازه ها) ترانزیستورهای خروجی تغذیه می شوند. از آنجایی که هر ترانزیستوری یک عنصر اینرسی است، هنگامی که سیگنالی از پایه (دروازه) ترانزیستور خروجی برداشته می شود (اعمال می شود) نمی تواند فوراً بسته شود (باز شود). و اگر پالس ها بدون زمان "مرده" به ترانزیستورهای خروجی اعمال شوند (یعنی یک پالس از یکی برداشته شود و بلافاصله به دومی اعمال شود) ممکن است لحظه ای فرا برسد که یک ترانزیستور زمان بسته شدن نداشته باشد و دومی قبلا باز شده است سپس کل جریان (که از طریق جریان نامیده می شود) از طریق هر دو ترانزیستور باز و با دور زدن بار (سیم پیچ ترانسفورماتور) جریان می یابد و از آنجایی که با هیچ چیز محدود نمی شود، ترانزیستورهای خروجی فوراً از کار می افتند.
برای جلوگیری از این اتفاق، لازم است پس از پایان یک پالس و قبل از شروع پالس بعدی - مدت زمان مشخصی سپری شده باشد که برای بسته شدن مطمئن ترانزیستور خروجی کافی است که سیگنال کنترلی از ورودی آن حذف شده است.
به این زمان زمان «مرده» می گویند.

بله، حتی اگر به شکل ترکیب ریز مدار نگاه کنید، می بینیم که پایه 4 از طریق یک منبع ولتاژ 0.1-0.12 ولت به ورودی مقایسه کننده تنظیم زمان مرده (DA1) متصل است. چرا این کار انجام می شود؟
این فقط به گونه ای انجام می شود که حداکثر عرض (چرخه کاری) پالس های خروجی هرگز برابر با 100٪ نباشد تا از عملکرد ایمن ترانزیستورهای خروجی (خروجی) اطمینان حاصل شود.
یعنی اگر پین 4 را روی یک سیم مشترک "قرار دهید"، در ورودی مقایسه کننده DA1 هنوز ولتاژ صفر وجود نخواهد داشت، اما ولتاژی با این مقدار (0.1-0.12 V) و پالس هایی از ژنراتور ولتاژ دندانه اره (GPN) تنها زمانی در خروجی ریز مدار ظاهر می شود که دامنه آنها در پایه 5 از این ولتاژ بیشتر شود. یعنی ریز مدار دارای یک آستانه حداکثر چرخه کاری ثابت برای پالس های خروجی است که برای عملکرد تک چرخه مرحله خروجی از 95-96٪ و برای عملکرد دو چرخه خروجی از 47.5-48٪ تجاوز نمی کند. صحنه.

نتیجه گیری 5

این خروجی GPN است، برای اتصال یک خازن تنظیم زمان Ct به آن طراحی شده است که انتهای دوم آن به یک سیم مشترک متصل است. ظرفیت آن بسته به فرکانس خروجی پالس‌های FPG کنترل‌کننده PWM معمولاً از 0.01 μF تا 0.1 μF انتخاب می‌شود. به عنوان یک قاعده، خازن های با کیفیت بالا در اینجا استفاده می شود.
فرکانس خروجی GPN فقط در این پین قابل کنترل است. محدوده ولتاژ خروجی ژنراتور (دامنه پالس های خروجی) جایی در ناحیه 3 ولت است.

نتیجه 6

همچنین خروجی GPN است که برای اتصال یک مقاومت تنظیم زمان Rt به آن طراحی شده است که انتهای دوم آن به یک سیم مشترک متصل است.
مقادیر Rt و Ct فرکانس خروجی GPN را تعیین می کند و با فرمول یک عملیات تک چرخه محاسبه می شود.

برای حالت فشار کشش، فرمول به شکل زیر است.

برای کنترلرهای PWM سایر شرکت ها، فرکانس با استفاده از همین فرمول محاسبه می شود، با این تفاوت که عدد 1 باید به 1.1 تغییر یابد.

نتیجه 7

به سیم مشترک مدار دستگاه روی کنترلر PWM متصل می شود.

نتیجه 8

ریز مدار دارای یک مرحله خروجی با دو ترانزیستور خروجی است که کلیدهای خروجی آن هستند. پایانه های کلکتور و امیتر این ترانزیستورها رایگان است و بنابراین بسته به نیاز می توان این ترانزیستورها را در مدار قرار داد تا هم با امیتر مشترک و هم با کلکتور مشترک کار کنند.
بسته به ولتاژ در پایه 13، این مرحله خروجی می تواند در هر دو حالت فشار کششی و تک چرخه کار کند. در عملکرد تک سیکلی می توان این ترانزیستورها را به صورت موازی وصل کرد تا جریان بار افزایش یابد که معمولا این کار انجام می شود.
بنابراین، پایه 8 پایه جمع کننده ترانزیستور 1 است.

نتیجه گیری 9

این ترمینال امیتر ترانزیستور 1 است.

نتیجه گیری 10

این ترمینال امیتر ترانزیستور 2 است.

نتیجه 11

این کلکتور ترانزیستور 2 است.

نتیجه 12

"پلاس" منبع تغذیه TL494CN به این پین متصل است.

نتیجه 13

این خروجی برای انتخاب حالت عملکرد مرحله خروجی است. اگر این پین به زمین وصل شود، مرحله خروجی در حالت تک سر کار می کند. سیگنال های خروجی در خروجی سوئیچ های ترانزیستوری یکسان خواهد بود.
اگر ولتاژ 5+ ولت را به این پین اعمال کنید (پایه های 13 و 14 را به یکدیگر وصل کنید)، آنگاه کلیدهای خروجی در حالت فشار کش کار خواهند کرد. سیگنال های خروجی در پایانه های سوئیچ ترانزیستور خارج از فاز و فرکانس پالس های خروجی نصف خواهد بود.

نتیجه گیری 14

این خروجی اصطبل است ومنبع Oپورن اچولتاژ (ION)، با ولتاژ خروجی 5+ ولت و جریان خروجی تا 10 میلی آمپر، که می تواند به عنوان مرجع برای مقایسه در تقویت کننده های خطا و برای اهداف دیگر استفاده شود.

نتیجه گیری 15

دقیقاً مانند پایه 2 کار می کند. اگر از تقویت کننده خطای دوم استفاده نمی شود، پایه 15 به سادگی به پایه 14 متصل می شود (مرجع + 5 ولت).

نتیجه گیری 16

مانند پایه 1 عمل می کند. اگر از تقویت کننده خطای دوم استفاده نشود، معمولاً به سیم مشترک (پایه 7) وصل می شود.
با اتصال پایه 15 به +5 ولت و پایه 16 متصل به زمین، ولتاژ خروجی از آمپلی فایر دوم وجود ندارد، بنابراین تأثیری در عملکرد تراشه ندارد.

اصل عملکرد ریز مدار.

بنابراین کنترلر TL494 PWM چگونه کار می کند.
در بالا، هدف پین های این ریزمدار و عملکرد آنها را با جزئیات بررسی کردیم.
اگر همه اینها به دقت تجزیه و تحلیل شود، از همه اینها مشخص می شود که این تراشه چگونه کار می کند. اما من یک بار دیگر به طور بسیار مختصر اصل کار آن را شرح می دهم.

هنگامی که ریز مدار به طور معمول روشن می شود و برق به آن اعمال می شود (منهای به پایه 7، به علاوه به پایه 12)، GPN شروع به تولید پالس های دندانه اره ای با دامنه حدود 3 ولت می کند که فرکانس آن به C وصل شده بستگی دارد. R به پایه های 5 و 6 ریز مدار.
اگر مقدار سیگنال‌های کنترل (در پایه‌های 3 و 4) کمتر از 3 ولت باشد، پالس‌های مستطیلی روی کلیدهای خروجی ریزمدار ظاهر می‌شوند که عرض آن (چرخه کاری) به مقدار سیگنال‌های کنترل در پایه‌ها بستگی دارد. 3 و 4.
یعنی ریز مدار ولتاژ مثبت دندانه اره از خازن Ct (C1) را با هر یک از دو سیگنال کنترل مقایسه می کند.
مدارهای منطقی برای کنترل ترانزیستورهای خروجی VT1 و VT2 آنها را تنها زمانی باز می کنند که ولتاژ پالس های دندانه اره بالاتر از سیگنال های کنترل باشد. و هر چه این اختلاف بیشتر باشد، پالس خروجی گسترده تر است (چرخه کاری بیشتر).
ولتاژ کنترل در پایه 3 به نوبه خود به سیگنال های ورودی تقویت کننده های عملیاتی (تقویت کننده های خطا) بستگی دارد که به نوبه خود می تواند ولتاژ خروجی و جریان خروجی PSU را کنترل کند.

بنابراین، افزایش یا کاهش در مقدار هر سیگنال کنترلی به ترتیب باعث کاهش یا افزایش خطی در عرض پالس‌های ولتاژ در خروجی‌های میکرو مدار می‌شود.
همانطور که در بالا ذکر شد، می توان از ولتاژ پایه 4 (کنترل زمان مرده)، ورودی تقویت کننده های خطا یا ورودی سیگنال بازخورد مستقیماً از پایه 3 به عنوان سیگنال کنترل استفاده کرد.

تئوری، همانطور که می گویند، تئوری است، اما دیدن و "احساس" همه اینها در عمل بسیار بهتر خواهد بود، بنابراین بیایید شماتیک زیر را روی تخته نان جمع آوری کنیم و از نزدیک ببینیم که همه اینها چگونه کار می کند.

ساده ترین و راه سریع- همه را روی تخته نان قرار دهید. بله، تراشه KA7500 را نصب کردم. من خروجی "13" ریز مدار را روی یک سیم مشترک قرار می دهم ، یعنی کلیدهای خروجی ما در حالت تک چرخه کار می کنند (سیگنال های ترانزیستورها یکسان خواهند بود) و سرعت تکرار پالس های خروجی مطابقت دارد. به فرکانس ولتاژ دندانه اره GPN.

من اسیلوسکوپ را به نقاط تست زیر وصل کردم:
- اولین پرتو به پین ​​"4"، برای کنترل ولتاژ DC روی این پایه. در مرکز صفحه روی خط صفر قرار دارد. حساسیت - 1 ولت در هر بخش؛
- پرتو دوم به خروجی "5"، برای کنترل ولتاژ دندانه اره GPN. همچنین روی خط صفر (هر دو پرتو ترکیب شده اند) در مرکز اسیلوسکوپ و با حساسیت یکسان قرار دارد.
- پرتو سوم به خروجی ریز مدار به خروجی «9»، برای کنترل پالس ها در خروجی ریزمدار. حساسیت پرتو 5 ولت در هر تقسیم است (0.5 ولت به اضافه یک تقسیم کننده بر 10). در پایین صفحه اسیلوسکوپ قرار دارد.

یادم رفت بگم که کلیدهای خروجی ریز مدار به یک کلکتور مشترک متصل هستند. به عبارت دیگر، طبق طرح پیرو امیتر. چرا تکرار کننده؟ زیرا سیگنال در امیتر ترانزیستور دقیقاً سیگنال پایه را تکرار می کند، به طوری که ما می توانیم همه چیز را به وضوح ببینیم.
اگر سیگنال را از کلکتور ترانزیستور بردارید، نسبت به سیگنال پایه معکوس (تغییر) می شود.
ما برق را به ریز مدار می دهیم و می بینیم که چه چیزی در خروجی ها داریم.

در پایه چهارم صفر داریم (لغزنده تریمر در پایین ترین موقعیت خود قرار دارد)، پرتو اول روی خط صفر در مرکز صفحه است. تقویت کننده های خطا هم کار نمی کنند.
در پایه پنجم، ولتاژ دندانه اره GPN (پرتو دوم) را با دامنه کمی بیشتر از 3 ولت مشاهده می کنیم.
در خروجی ریز مدار (پایه 9) پالس های مستطیلی با دامنه حدود 15 ولت و حداکثر عرض (96 درصد) را مشاهده می کنیم. نقاط پایین صفحه فقط یک آستانه چرخه کاری ثابت هستند. برای اینکه بهتر دیده شود، کشش اسیلوسکوپ را روشن کنید.

خوب، حالا می توانید آن را بهتر ببینید. این دقیقا زمانی است که دامنه پالس به صفر می رسد و ترانزیستور خروجی برای این مدت کوتاه بسته می شود. سطح صفر برای این پرتو در پایین صفحه.
خوب، بیایید ولتاژ را به پایه 4 اضافه کنیم و ببینیم چه چیزی بدست می آوریم.

در پین "4" با یک مقاومت صاف کننده، ولتاژ ثابتی را 1 ولت تنظیم کردم، اولین پرتو یک بخش افزایش یافت (یک خط مستقیم روی صفحه اسیلوسکوپ). ما چه می بینیم؟ زمان مرده افزایش یافته است (چرخه کاری کاهش یافته است)، این یک خط نقطه چین در پایین صفحه است. یعنی ترانزیستور خروجی برای مدتی تقریباً نصف مدت زمان خود پالس بسته می شود.
بیایید یک ولت دیگر با یک مقاومت تنظیم به پین ​​"4" ریز مدار اضافه کنیم.

می بینیم که پرتو اول یک تقسیم به سمت بالا بالا رفته است، مدت پالس های خروجی حتی کوتاه تر شده است (1/3 مدت زمان کل پالس)، و زمان مرده (زمان بسته شدن ترانزیستور خروجی) افزایش یافته است. دو سوم یعنی به وضوح دیده می شود که منطق ریزمدار سطح سیگنال GPN را با سطح سیگنال کنترل مقایسه می کند و فقط آن سیگنال GPN را که سطح آن بالاتر از سیگنال کنترل است به خروجی می گذرد.

برای واضح‌تر کردن، مدت زمان (عرض) پالس‌های خروجی ریز مدار با مدت زمان (عرض) پالس‌های خروجی ولتاژ دندانه‌اره‌ای که بالاتر از سطح سیگنال کنترل هستند (بالاتر از یک خط مستقیم روی مدار) یکسان خواهد بود. صفحه نمایش اسیلوسکوپ).

ادامه دهید، یک ولت دیگر به پین ​​"4" ریز مدار اضافه کنید. ما چه می بینیم؟ در خروجی ریزمدار، پالس های بسیار کوتاه تقریباً به اندازه پالس هایی هستند که بالای خط مستقیم بالای ولتاژ دندان اره بیرون زده اند. کشش اسیلوسکوپ را روشن کنید تا نبض بهتر دیده شود.

در اینجا یک پالس کوتاه می بینیم که در طی آن ترانزیستور خروجی باز می شود و بقیه زمان (خط پایین روی صفحه) بسته می شود.
خوب، بیایید سعی کنیم ولتاژ را در پین "4" حتی بیشتر افزایش دهیم. ما ولتاژ را در خروجی با یک مقاومت صاف کننده بالاتر از سطح ولتاژ دندانه اره GPN تنظیم می کنیم.

خوب، همین است، PSU برای ما کار نخواهد کرد، زیرا خروجی کاملاً "آرام" است. هیچ پالس خروجی وجود ندارد، زیرا در پین کنترل "4" سطح ولتاژ ثابتی بیش از 3.3 ولت داریم.
اگر سیگنال کنترلی را روی پین "3" یا به نوعی تقویت کننده خطا اعمال کنید، کاملاً همین اتفاق می افتد. اگر علاقه مند هستید، می توانید آن را برای خودتان بررسی کنید. علاوه بر این، اگر سیگنال های کنترل بلافاصله روی همه خروجی های کنترل قرار گیرند، میکرو مدار را کنترل کنید (غلبه کند)، سیگنالی از آن خروجی کنترل وجود خواهد داشت که دامنه آن بیشتر است.

خوب، بیایید سعی کنیم خروجی "13" را از سیم مشترک جدا کنیم و آن را به خروجی "14" وصل کنیم، یعنی حالت عملکرد کلیدهای خروجی را از یک چرخه به دو چرخه تغییر دهیم. بیایید ببینیم چه کاری می توانیم انجام دهیم.

با یک صاف کننده، ما دوباره ولتاژ در پایه "4" را به صفر می رسانیم. برق را روشن می کنیم. ما چه می بینیم؟
در خروجی ریز مدار، پالس های مستطیلی با حداکثر مدت نیز وجود دارد، اما میزان تکرار آنها به نصف فرکانس پالس های دندان اره تبدیل شده است.
همان پالس ها روی دومین ترانزیستور کلیدی ریزمدار (پایه 10) خواهند بود، با تنها تفاوتی که آنها در زمان نسبت به آنها 180 درجه جابجا می شوند.
همچنین حداکثر آستانه چرخه کاری (2٪) وجود دارد. اکنون قابل مشاهده نیست، باید پرتو چهارم اسیلوسکوپ را وصل کنید و دو سیگنال خروجی را با هم ترکیب کنید. کاوشگر چهارم در دسترس نیست، بنابراین من آن را انجام ندادم. هر کی میخواد خودت چک کنه تا مطمئن بشه.

در این حالت، ریز مدار دقیقاً مانند حالت تک چرخه کار می کند، تنها با این تفاوت که حداکثر مدت زمان پالس های خروجی در اینجا از 48 درصد کل مدت زمان پالس بیشتر نخواهد شد.
بنابراین ما این حالت را برای مدت طولانی در نظر نخواهیم گرفت، اما فقط ببینید چه نوع پالس هایی در ولتاژ پایه "4" دو ولت خواهیم داشت.

ما ولتاژ را با یک مقاومت تنظیم کننده افزایش می دهیم. عرض پالس های خروجی به 1/6 مدت زمان کل پالس کاهش یافته است، یعنی دقیقاً دو برابر بیشتر از حالت تک چرخه عملکرد سوئیچ های خروجی (1/3 برابر در آنجا).
در خروجی ترانزیستور دوم (پین 10) همان پالس ها وجود دارد که فقط 180 درجه در زمان جابجا می شوند.
خوب، در اصل، ما عملکرد کنترلر PWM را تجزیه و تحلیل کرده ایم.

بیشتر در مورد نتیجه گیری "4". همانطور که قبلا ذکر شد، از این پین می توان برای راه اندازی "نرم" منبع تغذیه استفاده کرد. چگونه آن را سازماندهی کنیم؟
بسیار ساده. برای انجام این کار، به زنجیره RC خروجی "4" متصل شوید. در اینجا نمونه ای از قطعه نمودار آمده است:

"شروع نرم" در اینجا چگونه کار می کند؟ بیایید به نمودار نگاه کنیم. خازن C1 از طریق مقاومت R5 به یون (+5 ولت) متصل می شود.
هنگامی که برق به ریز مدار (پایه 12) اعمال می شود، 5+ ولت در پایه 14 ظاهر می شود. خازن C1 شروع به شارژ شدن می کند. جریان شارژ خازن از مقاومت R5 عبور می کند ، در لحظه روشن شدن آن حداکثر است (خازن تخلیه می شود) و افت ولتاژ 5 ولت روی مقاومت رخ می دهد که به خروجی "4" اعمال می شود. این ولتاژ، همانطور که قبلاً با تجربه متوجه شدیم، عبور پالس ها به خروجی ریزمدار را ممنوع می کند.
همانطور که خازن شارژ می شود، جریان شارژ کاهش می یابد و افت ولتاژ در مقاومت به همان نسبت کاهش می یابد. ولتاژ در پایه "4" نیز کاهش می یابد و پالس هایی در خروجی ریزمدار ظاهر می شوند که مدت زمان آن به تدریج افزایش می یابد (با شارژ شدن خازن). هنگامی که خازن به طور کامل شارژ می شود، جریان شارژ متوقف می شود، ولتاژ در پایه "4" نزدیک به صفر می شود و پایه "4" دیگر بر مدت زمان پالس های خروجی تأثیر نمی گذارد. منبع تغذیه به حالت کار خود می رود.
طبیعتاً حدس زدید که زمان شروع PSU (خروجی آن به حالت کارکرد) به مقدار مقاومت و خازن بستگی دارد و با انتخاب آنها می توان این زمان را تنظیم کرد.

خوب، این به طور خلاصه کل تئوری و عمل است، و هیچ چیز پیچیده ای در اینجا وجود ندارد، و اگر عملکرد این PWM را درک و درک کنید، درک و درک کار PWM های دیگر برای شما دشوار نخواهد بود.

برای همه شما آرزوی موفقیت دارم.

فقط مهم ترین.
ولتاژ تغذیه 8-35 ولت (به نظر می رسد تا 40 ولت ممکن است، اما آن را تست نکردید)
امکان کار در حالت یک زمانه و دو زمانه.

برای حالت تک چرخه، حداکثر مدت زمان پالس 96٪ است (نه کمتر از 4٪ زمان مرده).
برای نسخه دو زمانه، مدت زمان مرده نمی تواند کمتر از 4٪ باشد.
با اعمال ولتاژ 0 ... 3.3v به پایه 4 می توانید زمان مرده را تنظیم کنید. و شروعی روان انجام دهید.
یک منبع ولتاژ مرجع تثبیت شده داخلی 5 ولت و جریان تا 10 میلی آمپر وجود دارد.
یک محافظ داخلی در برابر ولتاژ منبع تغذیه کم وجود دارد که زیر 5.5 ... 7 ولت (اغلب 6.4 ولت) خاموش می شود. مشکل اینجاست که در این ولتاژ، ماسفت ها از قبل به حالت خطی می روند و می سوزند ...
با بستن خروجی Rt (6) خروجی ولتاژ مرجع (14) یا خروجی Ct (5) به زمین با یک کلید می توان ژنراتور ریز مدار را خاموش کرد.

فرکانس کاری 1…300 کیلوهرتز.

دو تقویت کننده عملیاتی "خطا" داخلی با بهره Ku=70..95 دسی بل. ورودی - خروجی (1); (2) و (15)؛ (16). خروجی تقویت کننده ها با یک عنصر OR ترکیب می شوند، بنابراین عنصری که در خروجی آن ولتاژ بیشتر است و مدت زمان پالس را کنترل می کند. یکی از ورودی های مقایسه کننده معمولاً به ولتاژ مرجع (14) گره می خورد و دومی جایی است که باید ... تاخیر سیگنال در داخل آمپلی فایر 400 ثانیه است، آنها برای کار در یک سیکل طراحی نشده اند.

مراحل خروجی ریز مدار با جریان متوسط ​​200 میلی آمپر به سرعت ظرفیت ورودی دروازه یک ماسفت قدرتمند را شارژ می کند، اما تخلیه آن را تامین نمی کند. در یک زمان معقول در این ارتباط، یک درایور خارجی مورد نیاز است.

خروجی (5) خازن C2 و خروجی (6) مقاومت R3. R4 - فرکانس نوسان ساز داخلی ریز مدار را تنظیم کنید. در حالت فشار کش بر 2 بخش پذیر است.

امکان همگام سازی وجود دارد که توسط پالس های ورودی راه اندازی می شود.

ژنراتور تک چرخه با فرکانس و چرخه کار قابل تنظیم
ژنراتور تک چرخه با فرکانس و چرخه کار قابل تنظیم (نسبت مدت زمان پالس به مدت مکث). با درایور خروجی تک ترانزیستور. این حالت در صورتی اجرا می شود که پایه 13 به یک گذرگاه برق مشترک متصل باشد.

طرح (1)

از آنجایی که ریز مدار دارای دو مرحله خروجی است که در این حالت به صورت فاز عمل می کنند، می توان آنها را به صورت موازی وصل کرد تا جریان خروجی افزایش یابد ... یا شامل ... (به رنگ سبز در نمودار) همچنین مقاومت R7 نیست. همیشه تنظیم کنید

با اندازه گیری ولتاژ در مقاومت R10 با تقویت کننده عملیاتی، می توانید جریان خروجی را محدود کنید. ولتاژ مرجع توسط تقسیم کننده R5 به ورودی دوم تامین می شود. R6. خوب می دانید R10 گرم می شود.

زنجیر C6; R11، روی پایه (3)، برای پایداری بیشتر، دیتاشیت می پرسد، اما بدون آن کار می کند. ترانزیستور را می توان گرفت و ساختارهای npn.

طرح (2)

طرح (3)

ژنراتور تک چرخه با فرکانس و چرخه کار قابل تنظیم. دارای دو درایور خروجی ترانزیستور (پیرو مکمل).
چه می توانم بگویم؟ شکل سیگنال بهتر است، فرآیندهای گذرا در لحظه های سوئیچینگ کاهش می یابد، ظرفیت بار بیشتر است و تلفات حرارتی کمتر است. اگرچه این ممکن است یک نظر ذهنی باشد. ولی. الان فقط از دو درایور ترانزیستور استفاده می کنم. بله، مقاومت در مدار گیت سرعت گذرای سوئیچینگ را محدود می کند.

طرح (4)

و در اینجا نموداری از یک مبدل تک سر قابل تنظیم بوست (تقویت کننده) معمولی با تنظیم ولتاژ و محدودیت جریان داریم.

این طرح کار می کند، من به چندین نسخه می رفتم. ولتاژ خروجی به تعداد چرخش سیم پیچ L1 بستگی دارد، همچنین به مقاومت مقاومت های R7 بستگی دارد. R10; R11 که در هنگام تنظیم انتخاب می شوند ... خود سیم پیچ را می توان روی هر چیزی پیچید. اندازه - بسته به قدرت. حلقه، W-core، حتی فقط روی میله. اما نباید به حالت اشباع برود. بنابراین، اگر حلقه از فریت ساخته شده است، باید آن را با شکاف برش دهید و بچسبانید. حلقه های بزرگ از منابع تغذیه کامپیوتر به خوبی کار می کنند، شما نیازی به برش آنها ندارید، آنها از "آهن پاشیده شده" ساخته شده اند، شکاف از قبل فراهم شده است. اگر هسته به شکل Ш باشد - یک شکاف غیر مغناطیسی تعیین می کنیم، آنها با یک هسته متوسط ​​کوتاه می آیند - اینها قبلاً با یک شکاف هستند. به طور خلاصه، ما با یک سیم مسی ضخیم یا نصب (0.5-1.0 میلی متر، بسته به توان) سیم پیچ می کنیم و تعداد چرخش ها 10 یا بیشتر است (بسته به ولتاژی که می خواهیم دریافت کنیم). ما بار را به ولتاژ برنامه ریزی شده با توان کم وصل می کنیم. ما ساخته خود را از طریق یک لامپ قدرتمند به باتری متصل می کنیم. اگر لامپ با حرارت کامل روشن نشد، یک ولت متر و یک اسیلوسکوپ می گیریم ...

ما مقاومت های R7 را انتخاب می کنیم. R10; R11 و تعداد دور سیم پیچ L1، دستیابی به ولتاژ مورد نظر بر روی بار.

Choke Dr1 - 5 ... 10 دور با سیم ضخیم روی هر هسته. من حتی گزینه هایی را دیدم که L1 و Dr1 روی یک هسته پیچیده شده اند. خودم چک نکردم

طرح (5)

این همچنین یک مدار مبدل تقویت کننده واقعی است که می تواند به عنوان مثال برای شارژ لپ تاپ از باتری ماشین استفاده شود. مقایسه کننده روی ورودی ها (15)؛ (16) ولتاژ باتری "دهنده" را نظارت می کند و مبدل را هنگامی که ولتاژ روی آن از آستانه انتخاب شده پایین می آید خاموش می کند.

زنجیر C8; R12; VD2 - به اصطلاح Snubber، برای سرکوب نوسانات القایی طراحی شده است. یک ماسفت کم ولتاژ را ذخیره می کند، مثلا IRF3205 می تواند اگر اشتباه نکنم (تخلیه - منبع) تا 50 ولت را تحمل کند. با این حال، کارایی را تا حد زیادی کاهش می دهد. هم دیود و هم مقاومت به خوبی گرم می شوند. این قابلیت اطمینان را افزایش می دهد. در برخی از حالت ها (مدارها)، بدون آن، یک ترانزیستور قدرتمند به سادگی بلافاصله می سوزد. و گاهی اوقات بدون همه اینها کار می کند ... شما باید به اسیلوسکوپ نگاه کنید ...

طرح (6)

ژنراتور اصلی دو زمانه.
گزینه های مختلف اجرا و تنظیمات.
در نگاه اول، تنوع بسیار زیادی از طرح‌های تعویض به تعداد بسیار کم‌تری از طرح‌های واقعاً کارآمد کاهش می‌یابد... اولین کاری که معمولاً وقتی یک طرح «حیله‌گر» را می‌بینم انجام می‌دهم این است که آن را در استاندارد معمولم دوباره ترسیم کنم. قبلا GOST نامیده می شد. اکنون نحوه ترسیم مشخص نیست، که درک آن را بسیار دشوار می کند. و اشتباهات را پنهان می کند. فکر می کنم اغلب عمدی انجام می شود.
اسیلاتور اصلی برای نیم پل یا پل. این ساده ترین ژنراتور است. مدت زمان و فرکانس پالس به صورت دستی تنظیم می شود. اپتوکوپلر روی پایه (3) نیز می تواند مدت زمان را تنظیم کند، اما تنظیم بسیار دقیق است. من قبلاً کار ریز مدار را قطع می کردم. برخی از "روشنایی ها" می گویند که کنترل با (3) خروجی غیرممکن است، ریز مدار سوخته می شود، اما تجربه من کارایی این راه حل را تایید می کند. به هر حال، با موفقیت در یک اینورتر جوشکاری استفاده شد.

منبع تغذیه را روی TL494 و IR2110 سوئیچ کنید

اکثر مبدل های ولتاژ خودرو و شبکه مبتنی بر یک کنترل کننده تخصصی TL494 هستند و از آنجایی که اصلی ترین آن است، منصفانه نیست که به طور خلاصه در مورد اصل عملکرد آن صحبت نکنیم.
کنترلر TL494 یک کیس پلاستیکی DIP16 است (گزینه هایی در کیس مسطح وجود دارد، اما در این طرح ها از آن استفاده نمی شود). نمودار عملکردی کنترلر در شکل 1 نشان داده شده است.

شکل 1 - بلوک دیاگرام تراشه TL494.

همانطور که از شکل مشخص است ، ریز مدار TL494 دارای مدارهای کنترلی بسیار توسعه یافته ای است که امکان ساخت مبدل بر اساس آن را برای تقریباً هر نیازی ممکن می کند ، اما ابتدا چند کلمه در مورد واحدهای عملکردی کنترلر.
مدارهای حفاظتی یون و ولتاژ پایین. مدار زمانی روشن می شود که منبع تغذیه به آستانه 5.5..7.0 ولت (مقدار معمولی 6.4 ولت) برسد. تا این مرحله باس های کنترل داخلی عملکرد ژنراتور و قسمت منطقی مدار را غیرفعال می کنند. جریان بدون بار در ولتاژ تغذیه +15 ولت (ترانزیستورهای خروجی غیرفعال) بیش از 10 میلی آمپر نباشد. ION +5V (+4.75..+5.25 V، تثبیت خروجی نه بدتر از +/- 25mV) جریان خروجی را تا 10 میلی آمپر فراهم می کند. تقویت ION فقط با استفاده از دنبال کننده npn-emitter امکان پذیر است (به صفحات TI 19-20 مراجعه کنید)، اما ولتاژ در خروجی چنین "تثبیت کننده" به شدت به جریان بار بستگی دارد.
ژنراتوربر روی خازن زمانبندی Ct (پایه 5) ولتاژ دندانه اره ای 0..+3.0 ولت (دامنه تنظیم شده توسط ION) برای TL494 Texas Instruments و 0...+2.8V برای TL494 Motorola تولید می کند (از دیگران چه انتظاری داریم؟) ، به ترتیب برای TI F = 1.0/(RtCt)، برای موتورولا F=1.1/(RtCt).
فرکانس های کاری مجاز از 1 تا 300 کیلوهرتز، در حالی که محدوده توصیه شده Rt = 1...500kΩ، Ct=470pF...10uF است. در این حالت، رانش دمای معمولی فرکانس (البته بدون در نظر گرفتن رانش اجزای متصل) +/-3٪ است و رانش فرکانس بسته به ولتاژ تغذیه در محدوده 0.1٪ در کل محدوده مجاز است. .
برای خاموش کردن از راه دور ژنراتور، می توانید از یک کلید خارجی برای بستن ورودی Rt (6) به خروجی ION استفاده کنید، یا - Ct را به زمین ببندید. البته در انتخاب Rt, Ct باید مقاومت نشتی کلید باز را در نظر گرفت.
ورودی کنترل فاز در حال استراحت (چرخه کاری) از طریق مقایسه کننده فاز استراحت، حداقل مکث لازم بین پالس ها را در بازوهای مدار تنظیم می کند. این امر هم برای جلوگیری از عبور جریان در مراحل قدرت خارج از آی سی و هم برای عملکرد پایدار ماشه ضروری است - زمان سوئیچینگ قسمت دیجیتال TL494 200 ns است. سیگنال خروجی زمانی فعال می شود که اره روی Ct از ولتاژ ورودی کنترل 4 (DT) فراتر رود. در فرکانس های کلاک تا 150 کیلوهرتز در ولتاژ کنترل صفر، فاز استراحت = 3 درصد دوره (معادل آفست سیگنال کنترل 100..120 میلی ولت)، در فرکانس های بالا، اصلاح داخلی فاز استراحت را تا 200 افزایش می دهد. 300 ns
با استفاده از مدار ورودی DT می توان فاز استراحت ثابت (تقسیم کننده R-R)، حالت شروع نرم (R-C)، خاموش شدن از راه دور (کلید) و همچنین استفاده از DT را به عنوان ورودی کنترل خطی تنظیم کرد. مدار ورودی از ترانزیستورهای pnp تشکیل شده است، بنابراین جریان ورودی (تا 1.0 uA) از آی سی خارج می شود و به داخل آن جریان نمی یابد. جریان بسیار زیاد است، بنابراین باید از مقاومت های با مقاومت بالا (بیش از 100 کیلو اهم) اجتناب شود. برای نمونه ای از حفاظت از نوسانات با استفاده از دیود زنر 3 پین TL430 (431) به TI، صفحه 23 مراجعه کنید.
تقویت کننده های خطا - در واقع تقویت کننده های عملیاتی با ولتاژ DC Ku=70..95dB (60dB برای سری های اولیه)، Ku=1 در 350 کیلوهرتز. مدارهای ورودی روی ترانزیستورهای pnp مونتاژ می شوند، بنابراین جریان ورودی (تا 1.0 μA) از آی سی خارج می شود و به داخل آن جریان نمی یابد. جریان به اندازه کافی برای op-amp بزرگ است، ولتاژ بایاس نیز (تا 10 میلی ولت) است، بنابراین باید از مقاومت های با مقاومت بالا در مدارهای کنترل (بیش از 100 کیلو اهم) اجتناب شود. اما به لطف استفاده از ورودی های pnp، محدوده ولتاژ ورودی از 0.3- تا Vsupply-2 ولت است.
هنگام استفاده از سیستم عامل وابسته به فرکانس RC، باید به خاطر داشت که خروجی تقویت کننده ها در واقع یک سر است (دیود سریال!)، بنابراین شارژ ظرفیت خازن (بالا) آن را شارژ می کند و پایین - زمان زیادی طول می کشد. به تخلیه. ولتاژ در این خروجی در محدوده 0..+3.5 ولت (کمی بیشتر از دامنه ژنراتور) است، سپس ضریب ولتاژ به شدت کاهش می یابد و در حدود 4.5 ولت در خروجی تقویت کننده ها اشباع می شوند. به همین ترتیب، باید از مقاومت های کم مقاومت در مدار خروجی تقویت کننده ها (حلقه های سیستم عامل) اجتناب شود.
آمپلی فایرها طوری طراحی نشده اند که در یک سیکل فرکانس کاری کار کنند. با تاخیر انتشار سیگنال در داخل تقویت کننده 400 ns، آنها برای این کار بسیار کند هستند و منطق کنترل ماشه اجازه نمی دهد (در خروجی پالس های جانبی وجود دارد). در مدارهای PN واقعی، فرکانس قطع مدار سیستم عامل به ترتیب 200-10000 هرتز انتخاب می شود.
منطق کنترل ماشه و خروجی - با ولتاژ تغذیه حداقل 7 ولت، اگر ولتاژ اره روی ژنراتور بیشتر از ورودی کنترل DT باشد و اگر ولتاژ اره بیشتر از هر یک از تقویت کننده های خطا باشد (با در نظر گرفتن آستانه های داخلی و offsets) - خروجی مدار مجاز است. هنگامی که ژنراتور از حداکثر به صفر بازنشانی می شود، خروجی ها غیرفعال می شوند. یک ماشه با خروجی دو فاز فرکانس را به نصف تقسیم می کند. با 0 منطقی در ورودی 13 (حالت خروجی)، فازهای ماشه توسط OR ترکیب می شوند و به طور همزمان به هر دو خروجی تغذیه می شوند، با یک منطقی 1، آنها به صورت جداگانه به هر خروجی پارافاز داده می شوند.
ترانزیستورهای خروجی - npn دارلینگتون ها با محافظ حرارتی داخلی (اما بدون حفاظت فعلی). بنابراین، حداقل افت ولتاژ بین کلکتور (معمولاً بسته به گذرگاه مثبت) و امیتر (در بار) 1.5 ولت (معمولاً 200 میلی آمپر) است و در مدار امیتر معمولی کمی بهتر است، 1.1 ولت معمولی. حداکثر جریان خروجی (با یک ترانزیستور باز) به 500 میلی آمپر محدود شده است، حداکثر توان برای کل کریستال 1 وات است.
منابع تغذیه سوئیچینگ به تدریج جایگزین اقوام سنتی خود در مهندسی صدا می شوند، زیرا هم از نظر اقتصادی و هم از نظر کلی جذاب تر به نظر می رسند. همان عاملی که منبع تغذیه سوئیچینگ به اعوجاج تقویت کننده کمک می کند، یعنی ظاهر رنگ های اضافی، در حال حاضر به دو دلیل اهمیت خود را از دست می دهد - پایه عنصر مدرن به شما امکان می دهد مبدل هایی با فرکانس تبدیل بسیار بالاتر از 40 کیلوهرتز طراحی کنید. بنابراین، مدولاسیون های منبع تغذیه معرفی شده توسط منبع تغذیه در سونوگرافی خواهد بود. علاوه بر این، فیلتر کردن فرکانس توان بالاتر بسیار آسان‌تر است و استفاده از دو فیلتر LC شکل L در مدارهای برق از قبل به اندازه کافی موج‌دار در این فرکانس‌ها را صاف می‌کند.
البته در این بشکه عسل یک پماد نیز وجود دارد - تفاوت قیمت بین منبع تغذیه معمولی تقویت کننده برق و سوئیچینگ با افزایش قدرت این واحد بیشتر قابل توجه می شود. هرچه منبع تغذیه قدرتمندتر باشد، نسبت به همتای معمولی خود سود بیشتری دارد.
و این همه ماجرا نیست. هنگام استفاده از منابع تغذیه سوئیچینگ، لازم است قوانین نصب دستگاه های فرکانس بالا، یعنی استفاده از صفحه نمایش اضافی، تامین سیم مشترک به هیت سینک های قسمت برق و همچنین سیم کشی صحیح را رعایت کنید. زمین و اتصال قیطان ها و هادی های محافظ.
پس از یک انحراف غزلی کوچک در مورد ویژگی های منبع تغذیه سوئیچینگ برای تقویت کننده های قدرت، نمودار مدار واقعی یک منبع تغذیه 400 وات:

تصویر 1. مدارمنبع تغذیه سوئیچینگ برای تقویت کننده های قدرت تا 400 وات
با کیفیت خوب بزرگ کنید

کنترلر در این منبع تغذیه TL494 می باشد. البته آی سی های مدرن تری برای این کار وجود دارد، اما ما از این کنترلر خاص به دو دلیل استفاده می کنیم - بدست آوردن آن بسیار آسان است. برای مدت طولانی، هیچ مشکل کیفیتی در منبع تغذیه تولید شده TL494 از Texas Instruments یافت نشد. تقویت کننده خطا توسط OOS پوشانده شده است که دستیابی به ضریب نسبتاً زیادی را امکان پذیر می کند. تثبیت (نسبت مقاومت های R4 و R6).
بعد از کنترلر TL494، یک درایور نیم پل IR2110 قرار دارد که در واقع گیت های ترانزیستورهای قدرت را کنترل می کند. استفاده از درایور امکان رها کردن ترانسفورماتور تطبیق را که به طور گسترده در منابع تغذیه رایانه استفاده می شود، فراهم کرد. درایور IR2110 از طریق زنجیره های R24-VD4 و R25-VD5 روی کرکره ها بارگذاری می شود و بسته شدن کارگران مزرعه را تسریع می کند.
کلیدهای برق VT2 و VT3 روی سیم پیچ اولیه ترانسفورماتور قدرت کار می کنند. نقطه میانی مورد نیاز برای به دست آوردن ولتاژ متناوب در سیم پیچ اولیه ترانسفورماتور توسط عناصر R30-C26 و R31-C27 تشکیل می شود.
چند کلمه در مورد الگوریتم منبع تغذیه سوئیچینگ در TL494:
در لحظه اعمال ولتاژ شبکه 220 ولت، ظرفیت فیلترهای برق اولیه C15 و C16 از طریق مقاومت های R8 و R11 آلوده می شود، که اجازه نمی دهد پل دیول VD با جریان اتصال کوتاه کاملاً تخلیه شود. C15 و C16. در همان زمان، خازن های C1، C3، C6، C19 از طریق خطی از مقاومت های R16، R18، R20 و R22، یک تثبیت کننده 7815 و یک مقاومت R21 شارژ می شوند.
به محض اینکه ولتاژ خازن C6 به 12 ولت می رسد، دیود زنر VD1 "شکن" می شود و جریان شروع به عبور از آن می کند و خازن C18 را شارژ می کند و به محض اینکه ترمینال مثبت این خازن به مقدار کافی برای باز شدن برسد. تریستور VS2 باز می شود. این رله K1 را روشن می کند که مقاومت های محدود کننده جریان R8 و R11 را با کنتاکت های خود شنت می دهد.علاوه بر این، تریستور باز VS2 ترانزیستور VT1 را به کنترل کننده TL494 و درایور نیم پل IR2110 باز می کند. کنترلر وارد حالت شروع نرم می شود که مدت زمان آن به رتبه بندی R7 و C13 بستگی دارد.
در طول یک شروع نرم، مدت زمان پالس هایی که ترانزیستورهای قدرت را باز می کنند به تدریج افزایش می یابد، در نتیجه به تدریج خازن های قدرت ثانویه شارژ می شود و جریان از طریق دیودهای یکسو کننده محدود می شود. مدت زمان افزایش می یابد تا زمانی که مقدار توان ثانویه برای روشن کردن LED اپتوکوپلر IC1 کافی باشد. به محض اینکه روشنایی LED optocoupler برای باز کردن ترانزیستور کافی باشد، مدت زمان پالس افزایش نخواهد یافت (شکل 2).

شکل 2. حالت شروع نرم.

در اینجا لازم به ذکر است که مدت زمان شروع نرم محدود است، زیرا جریان عبوری از مقاومت های R16، R18، R20، R22 برای تغذیه کنترلر TL494، درایور IR2110 و سیم پیچ رله روشن نیست - ولتاژ تغذیه این ریز مدارها شروع به کاهش خواهند کرد و به زودی به مقداری کاهش می‌یابند که در آن TL494 تولید پالس‌های کنترلی را متوقف می‌کند. و تا این لحظه است که حالت شروع نرم باید تکمیل شود و مبدل باید وارد حالت عملکرد عادی شود، زیرا کنترلر TL494 و درایور IR2110 برق اصلی را از ترانسفورماتور قدرت دریافت می کنند (VD9، VD10 - یکسو کننده با نقطه میانی , R23-C1-C3 - فیلتر RC , IC3 یک تثبیت کننده 15 ولتی است) و به همین دلیل است که خازن های C1, C3, C6, C19 دارای امتیاز بالایی هستند - آنها باید منبع تغذیه کنترلر را تا زمانی که به حالت عادی بازگردد نگه دارند.
TL494 با تغییر مدت زمان پالس های کنترل ترانزیستورهای قدرت در فرکانس ثابت ولتاژ خروجی را تثبیت می کند - مدولاسیون عرض پالس - PWM. این فقط در صورتی امکان پذیر است که مقدار ولتاژ ثانویه ترانسفورماتور قدرت حداقل 30٪ بیشتر از مقدار مورد نیاز در خروجی تثبیت کننده باشد اما بیش از 60٪ نباشد.

شکل 3. اصل عملکرد تثبیت کننده PWM.

با افزایش بار، ولتاژ خروجی شروع به کاهش می کند، LED IC1 اپتوکوپلر کمتر می درخشد، ترانزیستور اپتوکوپلر بسته می شود، ولتاژ در تقویت کننده خطا کاهش می یابد و در نتیجه مدت زمان پالس های کنترل افزایش می یابد تا زمانی که ولتاژ موثر به مقدار تثبیت برسد. (شکل 3). هنگامی که بار کاهش می یابد، ولتاژ افزایش می یابد، LED اپتوکوپلر IC1 روشن تر می درخشد، در نتیجه ترانزیستور را باز می کند و مدت زمان پالس های کنترل را کاهش می دهد تا زمانی که مقدار موثر ولتاژ خروجی به یک مقدار تثبیت شده کاهش یابد. مقدار ولتاژ تثبیت شده توسط یک مقاومت تنظیم R26 تنظیم می شود.
لازم به ذکر است که کنترلر TL494 مدت زمان هر پالس را بسته به ولتاژ خروجی تنظیم نمی کند، بلکه فقط مقدار متوسط ​​را تنظیم می کند. قسمت اندازه گیری مقداری اینرسی دارد. با این حال، حتی با خازن های نصب شده در منبع تغذیه ثانویه با ظرفیت 2200 uF، قطع برق در اوج بارهای کوتاه مدت از 5٪ تجاوز نمی کند که برای تجهیزات کلاس HI-FI کاملاً قابل قبول است. ما معمولاً خازن‌ها را در منبع تغذیه ثانویه 4700 uF قرار می‌دهیم که حاشیه مطمئنی را برای مقادیر پیک ایجاد می‌کند و استفاده از یک چوک تثبیت کننده گروهی به شما امکان می‌دهد هر 4 ولتاژ خروجی را کنترل کنید.
را بلوک ضربهمنبع تغذیه مجهز به حفاظت اضافه بار است که عنصر اندازه گیری آن ترانسفورماتور جریان TV1 است. به محض اینکه جریان به یک مقدار بحرانی رسید، تریستور VS1 منبع تغذیه مرحله آخر کنترلر را باز کرده و قطع می کند. پالس های کنترل ناپدید می شوند و منبع تغذیه به حالت آماده به کار می رود، که می تواند در مدت زمان نسبتاً طولانی باشد، زیرا تریستور VS2 همچنان باز می ماند - جریانی که از مقاومت های R16، R18، R20 و R22 عبور می کند برای باز نگه داشتن آن کافی است. . نحوه محاسبه ترانسفورماتور جریان
برای خارج کردن منبع تغذیه از حالت آماده به کار، باید دکمه SA3 را فشار دهید که تریستور VS2 را با کنتاکت هایش شنت می دهد، جریان از آن عبور می کند و بسته می شود. به محض باز شدن کنتاکت های SA3، ترانزیستور VT1 خودش را می بندد و برق را از کنترلر و درایور خارج می کند. بنابراین، مدار کنترل به حالت حداقل مصرف تغییر می کند - تریستور VS2 بسته است، بنابراین رله K1 خاموش است، ترانزیستور VT1 بسته است، بنابراین کنترل کننده و درایور خاموش می شوند. خازن های C1، C3، C6 و C19 شروع به شارژ شدن می کنند و به محض اینکه ولتاژ به 12 ولت رسید، تریستور VS2 باز می شود و منبع تغذیه سوئیچینگ شروع می شود.
در صورت لزوم، منبع تغذیه را در حالت آماده به کار قرار دهید، می توانید از دکمه SA2 استفاده کنید، با فشار دادن، پایه و امیتر ترانزیستور VT1 متصل می شود. ترانزیستور کنترلر و درایور را می بندد و برق نمی گیرد. تکانه های کنترلی ناپدید می شوند و ولتاژهای ثانویه نیز ناپدید می شوند. با این حال، برق از رله K1 قطع نمی شود و مبدل دوباره راه اندازی نمی شود.
این مدار به شما امکان می دهد منابع تغذیه را از 300-400 وات تا 2000 وات مونتاژ کنید، البته برخی از عناصر مدار باید جایگزین شوند، زیرا با توجه به پارامترهای آنها آنها به سادگی نمی توانند بارهای سنگین را تحمل کنند.
هنگام مونتاژ گزینه های قدرتمندتر، باید به خازن های فیلترهای صاف کننده منبع تغذیه اولیه C15 و C16 توجه کنید. ظرفیت کل این خازن ها باید متناسب با توان منبع تغذیه باشد و با نسبت 1 وات توان خروجی مبدل ولتاژ مطابق با 1 μF از ظرفیت خازن فیلتر برق اولیه باشد. به عبارت دیگر، اگر منبع تغذیه 400 وات باشد، باید از 2 خازن 220 uF استفاده شود، اگر قدرت 1000 وات باشد، باید 2 خازن 470 uF یا دو خازن 680 uF نصب شود.
این الزامدو هدف دارد اول، ریپل ولتاژ منبع تغذیه اولیه کاهش می یابد، که تثبیت ولتاژ خروجی را آسان تر می کند. ثانیا، استفاده از دو خازن به جای یک خازن کار خود خازن را تسهیل می کند، زیرا خازن های الکترولیتی سری TK بسیار راحت تر به دست می آیند، و آنها کاملاً برای استفاده در منابع تغذیه با فرکانس بالا در نظر گرفته نشده اند - مقاومت داخلی. خیلی زیاد است و در فرکانس های بالا این خازن ها گرم می شوند. با استفاده از دو قطعه، مقاومت داخلی کاهش می یابد و گرمایش حاصل از قبل بین دو خازن تقسیم می شود.
هنگامی که به عنوان ترانزیستور قدرت IRF740، IRF840، STP10NK60 و موارد مشابه استفاده می شود (برای جزئیات بیشتر در مورد متداول ترین ترانزیستورهای مورد استفاده در مبدل های شبکه، به جدول پایین صفحه مراجعه کنید)، می توانید دیودهای VD4 و VD5 را به طور کلی رد کنید و کاهش دهید. مقادیر مقاومت های R24 و R25 تا 22 اهم - قدرت درایور IR2110 برای هدایت این ترانزیستورها کافی است. اگر منبع تغذیه سوئیچینگ قوی تری مونتاژ شود، ترانزیستورهای قدرتمندتری مورد نیاز خواهند بود. باید هم به حداکثر جریان ترانزیستور و هم به توان اتلاف آن توجه شود - منابع تغذیه تثبیت شده پالس به صحت قیچی عرضه شده بسیار حساس هستند و بدون آن ترانزیستورهای قدرت بیشتر گرم می شوند زیرا جریان های ایجاد شده در اثر خودالقایی شروع می شوند. برای عبور از دیودهای نصب شده در ترانزیستورها. درباره انتخاب اسنابر بیشتر بدانید.
همچنین، افزایش زمان بسته شدن بدون اسنابر کمک قابل توجهی به گرمایش می کند - ترانزیستور در حالت خطی طولانی تر است.
اغلب، آنها یک ویژگی دیگر ترانزیستورهای اثر میدان را فراموش می کنند - با افزایش دما، حداکثر جریان آنها کاهش می یابد و کاملاً قوی است. بر این اساس، هنگام انتخاب ترانزیستورهای قدرت برای سوئیچینگ منابع تغذیه، باید حداقل دو برابر حاشیه برای حداکثر جریان برای منابع تغذیه تقویت کننده های قدرت و سه برابر برای دستگاه هایی که با بار غیرقابل تغییر زیادی کار می کنند، مانند ذوب القایی یا نورپردازی تزئینی، نیرو دادن به ابزار برق کم ولتاژ.
تثبیت ولتاژ خروجی به دلیل چوک تثبیت گروه L1 (DGS) انجام می شود. به جهت سیم پیچ های این سلف توجه کنید. تعداد دورها باید متناسب با ولتاژ خروجی باشد. البته، فرمول هایی برای محاسبه این مجموعه سیم پیچ وجود دارد، اما تجربه نشان داده است که توان کلی هسته برای یک DGS باید 20-25٪ از توان کلی یک ترانسفورماتور قدرت باشد. شما می توانید تا زمانی که پنجره حدود 2/3 پر شود، فراموش نکنید که اگر ولتاژهای خروجی متفاوت است، سیم پیچ با ولتاژ بالاتر باید به نسبت بزرگتر باشد، به عنوان مثال، شما به دو ولتاژ دوقطبی نیاز دارید، یکی برای ± 35 ولت. و دومی برای تغذیه ساب ووفر با ولتاژ ± 50 ولت.
DGS را به طور همزمان به چهار سیم می پیچیم تا 2/3 پنجره پر شود و دورها را می شماریم. قطر بر اساس شدت جریان 3-4 A / mm2 محاسبه می شود. فرض کنید 22 نوبت داشته ایم، نسبت را تشکیل می دهیم:
22 دور / 35 ولت = X دور / 50 ولت.
دور X = 22 × 50 / 35 = 31.4 ≈ 31 دور
در مرحله بعد، دو سیم را برای ولتاژ ± 35 ولت برش می دهیم و 9 دور دیگر را برای ولتاژ 50± می پیچیم.
توجه! به یاد داشته باشید که کیفیت تثبیت مستقیماً به سرعت تغییر ولتاژی که دیود اپتوکوپلر به آن متصل می شود بستگی دارد. برای بهبود ظاهر کافه، منطقی است که یک بار اضافی به هر ولتاژ به شکل مقاومت 2 وات و مقاومت 3.3 کیلو اهم وصل کنید. مقاومت بار متصل به ولتاژ کنترل شده توسط اپتوکوپلر باید 1.7 ... 2.2 برابر کمتر باشد.

داده های سیم پیچی برای منابع تغذیه سوئیچینگ شبکه روی حلقه های فریت با نفوذپذیری 2000 نیوتن متر در جدول 1 خلاصه شده است.

داده های سیم پیچی برای ترانسفورماتورهای پالس با روش انوراسیان محاسبه شد همانطور که آزمایش های متعدد نشان داده است، تعداد چرخش ها را می توان با خیال راحت 10-15٪ کاهش داد. بدون ترس از ورود هسته به اشباع.

پیاده سازی اندازه فرکانس تبدیل، کیلوهرتز

1 حلقه K40x25x11 گاب قدرت ویتکوف به مرحله مقدماتی

2 حلقه К40х25х11 گاب قدرت ویتکوف به مرحله مقدماتی

1 حلقه K45x28x8 گاب قدرت ویتکوف به مرحله مقدماتی

2 حلقه К45х28х8 گاب قدرت ویتکوف به مرحله مقدماتی

3 حلقه К45х28х81 گاب قدرت ویتکوف به مرحله مقدماتی

4 حلقه К45х28х8 گاب قدرت ویتکوف به مرحله مقدماتی

5 حلقه К45х28х8 گاب قدرت ویتکوف به مرحله مقدماتی

6 حلقه K45x28x8 گاب قدرت ویتکوف به مرحله مقدماتی

7 حلقه К45х28х8 گاب قدرت ویتکوف به مرحله مقدماتی

8 حلقه К45х28х8 گاب قدرت ویتکوف به مرحله مقدماتی

9 حلقه K45x28x8 گاب قدرت ویتکوف به مرحله مقدماتی

10 حلقه K45x28x81 گاب قدرت ویتکوف به مرحله مقدماتی

با این حال، همیشه نمی توان نام تجاری فریت را پیدا کرد، به خصوص اگر فریت از ترانسفورماتورهای خط تلویزیون باشد. شما می توانید با پی بردن به تعداد چرخش ها به صورت تجربی از وضعیت خارج شوید. جزئیات بیشتر در این مورد در ویدیو:

با استفاده از مدار فوق یک منبع تغذیه سوئیچینگ، چندین اصلاحات فرعی ایجاد و آزمایش شدند که برای حل یک مشکل خاص برای توان های مختلف طراحی شده اند. نقشه های مدار چاپی این منابع تغذیه در زیر نشان داده شده است.
برد مدار چاپی منبع تغذیه تثبیت شده پالسی با توان تا 1200 ... 1500 وات. اندازه تخته 269x130 میلی متر. در واقع، این نسخه پیشرفته تر از برد مدار چاپی قبلی است. با وجود یک چوک تثبیت کننده گروهی متمایز می شود که به شما امکان می دهد مقدار تمام ولتاژهای برق و همچنین یک فیلتر LC اضافی را کنترل کنید. دارای کنترل فن و حفاظت اضافه بار. ولتاژهای خروجی شامل دو منبع تغذیه دوقطبی و یک منبع دوقطبی جریان کم است که برای تامین انرژی مراحل اولیه طراحی شده است.

ظاهر برد مدار چاپی منبع تغذیه تا 1500 وات. با فرمت LAY دانلود کنید

منبع تغذیه سوئیچینگ تثبیت شده با توان حداکثر 1500 ... 1800 وات را می توان بر روی یک برد مدار چاپی در اندازه 272x100 میلی متر ساخت. منبع تغذیه برای یک ترانسفورماتور قدرت ساخته شده بر روی حلقه های K45 و به صورت افقی طراحی شده است. دارای دو منبع دوقطبی قدرت است که می تواند در یک منبع برای تغذیه تقویت کننده با منبع تغذیه دو سطحی و یک منبع دوقطبی جریان کم برای مراحل مقدماتی ترکیب شود.

منبع تغذیه سوئیچینگ برد مدار تا 1800 وات. با فرمت LAY دانلود کنید

از این منبع تغذیه می توان برای تغذیه تجهیزات خودروهای پرقدرت مانند آمپلی فایرهای خودرو با قدرت بالا، کولرهای خودرو استفاده کرد. ابعاد تخته 188x123 می باشد. دیودهای شاتکی یکسو کننده مورد استفاده را می توان توسط جامپرها موازی کرد و جریان خروجی می تواند در ولتاژ 14 ولت به 120 آمپر برسد. علاوه بر این، منبع تغذیه می تواند یک ولتاژ دوقطبی با ظرفیت بار تا 1 A (ولتاژ یکپارچه نصب شده) تولید کند. تثبیت کننده ها دیگر اجازه نمی دهند). ترانسفورماتور برق روی حلقه های K45 ساخته شده است، چوک فیلتر ولتاژ برق روی بله دو حلقه K40x25x11 ساخته شده است. حفاظت از اضافه بار داخلی

ظاهر منبع تغذیه برد مدار چاپی تجهیزات خودرو دانلود با فرمت LAY

منبع تغذیه تا 2000 وات بر روی دو تخته در اندازه 275x99 ساخته شده است که یکی بالای دیگری قرار دارند. ولتاژ با یک ولتاژ کنترل می شود. دارای حفاظت اضافه بار این فایل شامل چندین نوع "طبقه دوم" برای دو ولتاژ دوقطبی، برای دو ولتاژ تک قطبی، برای ولتاژهای مورد نیاز برای ولتاژهای دو و سه سطح است. ترانسفورماتور قدرت به صورت افقی قرار دارد و بر روی حلقه های K45 ساخته شده است.

ظاهر منبع تغذیه "دو طبقه" دانلود با فرمت LAY

منبع تغذیه با دو ولتاژ دوقطبی یا یکی برای تقویت کننده دو سطحی بر روی برد 277x154 ساخته شده است. دارای چوک تثبیت کننده گروهی، حفاظت از اضافه بار. ترانسفورماتور برق روی حلقه های K45 قرار دارد و به صورت افقی قرار دارد. قدرت تا 2000 وات

شکل ظاهری برد مدار چاپی دانلود با فرمت LAY

تقریباً همان منبع تغذیه فوق است، اما دارای یک ولتاژ خروجی دوقطبی است.

شکل ظاهری برد مدار چاپی دانلود با فرمت LAY

منبع تغذیه سوئیچینگ دارای دو ولتاژ تثبیت شده دوقطبی و یک جریان کم دوقطبی است. مجهز به کنترل فن و حفاظت اضافه بار. دارای یک چوک تثبیت کننده گروهی و فیلترهای LC اضافی است. قدرت تا 2000...2400 وات. ابعاد برد 278x146 میلی متر است

شکل ظاهری برد مدار چاپی دانلود با فرمت LAY

برد مدار چاپی منبع تغذیه سوئیچینگ تقویت کننده قدرت با منبع تغذیه دو سطحی با اندازه 284x184 میلی متر دارای یک چوک تثبیت کننده گروهی و فیلترهای LC اضافی، حفاظت اضافه بار و کنترل فن است. یک ویژگی متمایز استفاده از ترانزیستورهای گسسته برای تسریع در بسته شدن ترانزیستورهای قدرت است. قدرت تا 2500...2800 وات.

با منبع تغذیه دو سطحی دانلود با فرمت LAY

یک نسخه کمی تغییر یافته از PCB قبلی با دو ولتاژ دوقطبی. سایز 285x172. قدرت تا 3000 وات

شکل ظاهری برد مدار چاپی منبع تغذیه آمپلی فایر DOWNLOAD IN LAY FORMAT

منبع تغذیه سوئیچینگ شبکه پل با توان حداکثر 4000...4500 وات بر روی برد مدار چاپی به ابعاد 269x198 میلی متر ساخته شده است و دارای دو ولتاژ برق دوقطبی، کنترل فن و حفاظت اضافه بار می باشد. از چوک تثبیت کننده گروهی استفاده می کند. مطلوب است از فیلترهای ثانویه قدرت خارجی اضافی L استفاده شود.

شکل ظاهری برد مدار چاپی منبع تغذیه آمپلی فایر DOWNLOAD IN LAY FORMAT

فضای بیشتری برای فریت ها روی تخته ها نسبت به آنچه می تواند وجود دارد. واقعیت این است که فراتر از محدودیت های محدوده صدا همیشه ضروری نیست. بنابراین، مناطق اضافی بر روی تخته ها ارائه می شود. در هر صورت، مجموعه ای کوچک از داده های مرجع در مورد ترانزیستورهای قدرت و پیوندهایی که من آنها را از کجا می خریدم. در ضمن من هر دو TL494 و IR2110 رو بیش از یکبار سفارش دادم و البته ترانزیستور قدرت. درست است ، او از کل محدوده فاصله گرفت ، اما ازدواج هنوز اتفاق نیفتاده است.

ترانزیستورهای محبوب برای منبع تغذیه سوئیچ
نام	ولتاژ			قدرت	ظرفیت کرکره	Qg (سازنده)