FUNKTIONSPRINZIP TL494
AM BEISPIEL KFZ-SPANNUNGSWANDLER

TL494 ist tatsächlich bereits eine legendäre Mikroschaltung für Schaltnetzteile. Einige mögen natürlich einwenden, dass es mittlerweile bereits neuere, fortschrittlichere PWM-Controller gibt, und welchen Sinn es hat, mit diesem Schrott herumzuspielen. Persönlich kann ich dazu nur eines sagen: Leo Tolstoi hat im Allgemeinen von Hand und so geschrieben, wie er geschrieben hat! Aber die Anwesenheit von zweitausenddreizehntem Wort auf Ihrem Computer hat niemanden dazu angespornt, zumindest eine normale Geschichte zu schreiben. Na gut, wer Interesse hat weiterzuschauen, wer nicht – alles Gute!
Ich möchte sofort eine Reservierung vornehmen – wir werden über TL494 von Texas Instruments sprechen. Tatsache ist, dass dieser Controller hat große Menge Analoga, die von verschiedenen Fabriken hergestellt werden, und obwohl ihr Blockschaltbild SEHR ähnlich ist, handelt es sich immer noch nicht genau um die gleichen Mikroschaltungen – selbst Fehlerverstärker auf verschiedenen Mikroschaltungen haben unterschiedliche Verstärkungskoeffizienten bei gleicher passiver Verrohrung. Überprüfen Sie daher nach dem Austausch IMMER noch einmal die Parameter des zu reparierenden Netzteils – ich persönlich bin auf diesen Rechen getreten.
Nun, das war ein Sprichwort, und hier beginnt das Märchen. Hier ist ein Blockdiagramm des TL494 von Texas Instruments. Wenn man genau hinschaut, sind nicht so viele Füllungen darin, aber es war diese Kombination von Funktionseinheiten, die es diesem Controller ermöglichte, zu einem kleinen Preis eine immense Popularität zu erlangen.

Mikroschaltungen werden sowohl in herkömmlichen DIP-Gehäusen als auch in planaren Gehäusen für die Oberflächenmontage hergestellt. Die Pinbelegung ist in beiden Fällen gleich. Persönlich arbeite ich aufgrund meiner Blindheit lieber auf die altmodische Art und Weise – gewöhnliche Widerstände, DIP-Pakete und so weiter.

Wir versorgen den siebten und zwölften Ausgang mit Spannung, den siebten MINUS, also COMMON, den zwölften PLUS. Der Versorgungsspannungsbereich ist recht groß – von fünf bis vierzig Volt. Aus Gründen der Übersichtlichkeit ist die Mikroschaltung mit passiven Elementen verbunden, die die Betriebsarten festlegen. Nun, was für was gedacht ist, wird klar, wenn die Mikroschaltung auf den Markt kommt. Ja, ja, genau der Anfang, da die Mikroschaltung beim Anlegen der Spannung nicht sofort zu arbeiten beginnt. Nun, das Wichtigste zuerst.
Wenn also die Stromversorgung angeschlossen ist, erscheint die Spannung natürlich nicht sofort am zwölften Ausgang des TL494 – es dauert einige Zeit, die Kondensatoren des Netzfilters aufzuladen, und natürlich die Leistung einer echten Stromquelle , ist nicht unendlich. Ja, dieser Vorgang ist eher flüchtig, aber er existiert immer noch – die Versorgungsspannung steigt über einen bestimmten Zeitraum von Null auf den Nennwert. Nehmen wir an, wir haben eine Nennversorgungsspannung von 15 Volt und legen diese an die Steuerplatine an.
Die Spannung am Ausgang des DA6-Stabilisators entspricht nahezu der Versorgungsspannung der gesamten Mikroschaltung, bis die Hauptstromversorgung die Stabilisierungsspannung erreicht. Während die Spannung unter 3,5 Volt liegt, liegt der Ausgang des DA7-Komparators auf dem logischen Eins-Pegel, da dieser Komparator den Wert der internen Referenzversorgungsspannung überwacht. Diese logische Einheit wird dem logischen Element OR DD1 zugeführt. Das Funktionsprinzip des logischen Elements OR besteht darin, dass, wenn mindestens einer seiner Eingänge eine logische Einheit hat, der Ausgang eins ist, d.h. Wenn sich die Einheit am ersten Eingang ODER am zweiten, ODER am dritten ODER am vierten befindet, dann ist der Ausgang von DD1 eins und was an den anderen Eingängen passiert, spielt keine Rolle. Wenn also die Versorgungsspannung unter 3,5 Volt liegt, blockiert DA7 den Durchgang des Taktsignals weiter und an den Ausgängen der Mikroschaltung passiert nichts – es gibt keine Steuerimpulse.

Sobald jedoch die Versorgungsspannung 3,5 Volt überschreitet, wird die Spannung am invertierenden Eingang größer als am nichtinvertierenden und der Komparator ändert seine Ausgangsspannung auf eine logische Null und hebt damit die erste Sperrstufe auf.
Die zweite Sperrstufe wird vom DA5-Komparator gesteuert, der die Versorgungsspannung überwacht, und zwar deren Wert von 5 Volt, da der interne DA6-Stabilisator keine höhere Spannung als an seinem Eingang erzeugen kann. Sobald die Versorgungsspannung 5 Volt überschreitet, wird sie am invertierenden Eingang DA5 größer, da sie am nichtinvertierenden Eingang durch die Stabilisierungsspannung der Zenerdiode VDvn5 begrenzt wird. Die Spannung am Ausgang des Komparators DA5 wird gleich logisch Null und gelangt am Eingang DD1 an, wird die zweite Sperrstufe entfernt.
Die interne Referenzspannung von 5 Volt wird auch innerhalb der Mikroschaltung verwendet und über Pin 14 nach außen ausgegeben. Die interne Verwendung gewährleistet einen stabilen Betrieb der internen Komparatoren DA3 und DA4, da diese Komparatoren Steuerimpulse basierend auf der Größe der erzeugten Sägezahnspannung bilden durch den Generator G1.
Es ist besser, in Ordnung zu sein. Die Mikroschaltung verfügt über einen Sägegenerator, dessen Frequenz vom Zeitkondensator C3 und dem Widerstand R13 abhängt. Darüber hinaus ist R13 nicht direkt an der Bildung der Säge beteiligt, sondern dient als Regelelement des Stromgenerators, der den Kondensator C3 auflädt. Durch Reduzieren des Werts von R13 erhöht sich also der Ladestrom, der Kondensator lädt sich schneller auf und dementsprechend erhöht sich die Taktfrequenz und die Amplitude der gebildeten Säge bleibt erhalten.

Als nächstes gelangt die Säge in den invertierenden Eingang des DA3-Komparators. An dessen nichtinvertierendem Eingang liegt eine Referenzspannung von 0,12 Volt. Dies entspricht gerade einmal fünf Prozent der gesamten Pulsdauer. Mit anderen Worten: Unabhängig von der Frequenz erscheint am Ausgang des Komparators DA3 für genau fünf Prozent der Dauer des gesamten Steuerimpulses eine logische Einheit, wodurch das DD1-Element gesperrt und eine Pausenzeit zwischen den Schalttransistoren der Ausgangsstufe bereitgestellt wird des Mikroschaltkreises. Dies ist nicht sehr praktisch – wenn sich die Frequenz während des Betriebs ändert, sollte die Pausenzeit für die maximale Frequenz berücksichtigt werden, da nur die Pausenzeit minimal ist. Dieses Problem lässt sich jedoch recht einfach lösen, wenn der Wert der Referenzspannung von 0,12 Volt erhöht wird, erhöht sich die Dauer der Pausen entsprechend. Dies kann durch den Einbau eines Spannungsteilers zwischen den Widerständen oder durch die Verwendung einer Diode mit einem geringen Spannungsabfall an der Verbindungsstelle erreicht werden.

Die Säge vom Generator gelangt auch in den DA4-Komparator, der seinen Wert mit der von den Fehlerverstärkern an DA1 und DA2 erzeugten Spannung vergleicht. Liegt die Spannung des Fehlerverstärkers unter der Amplitude der Sägezahnspannung, so gelangen die Steuerimpulse unverändert zum Former, liegt jedoch an den Ausgängen der Fehlerverstärker eine Spannung an, die größer als der Minimalwert und kleiner als ist Wenn die Sägezahnspannung den Spannungspegel vom Verstärkerfehler erreicht, erzeugt der Komparator DA4 einen logischen Einheitspegel und schaltet den Steuerimpuls ab, der an DD1 geht.

Nach DD1 folgt ein Inverter DD2, der die Fronten für das frontseitig arbeitende D-Flip-Flop DD3 bildet. Der Trigger wiederum teilt das Taktsignal in zwei Teile und aktiviert abwechselnd den Betrieb der UND-Elemente. Der Kern der Funktionsweise der UND-Elemente besteht darin, dass am Ausgang des Elements nur dann eine logische Einheit erscheint, wenn eine logische Einheit vorhanden ist an seinem einen Eingang UND den übrigen Eingängen wird ebenfalls eine logische Einheit dargestellt. Die zweiten Ausgänge dieser UND-Logikelemente sind miteinander verbunden und auf den dreizehnten Ausgang geführt, über den der Betrieb der Mikroschaltung von außen freigegeben werden kann.
Nach DD4, DD5 gibt es ein Paar OR-NOT-Elemente. Dies ist ein bekanntes ODER-Glied, nur dessen Ausgangsspannung ist invertiert, d. h. Nicht wahr. Mit anderen Worten: Wenn mindestens einer der Eingänge des Elements eine logische Einheit hat, dann ist sein Ausgang NICHT eins, d. h. null. Und damit am Ausgang eines Elements eine logische Einheit erscheint, muss an beiden Eingängen eine logische Null vorhanden sein.
Die zweiten Eingänge der Elemente DD6 und DD7 sind direkt mit dem Ausgang von DD1 verbunden und verbunden, wodurch die Elemente gesperrt werden, während am Ausgang von DD1 eine Logikeinheit anliegt.
Von den Ausgängen DD6 und DD7 gelangen die Steuerimpulse in die Basis der Transistoren der Endstufe des PWM-Controllers. Darüber hinaus verwendet die Mikroschaltung selbst nur Basen, während Kollektoren und Emitter von der Mikroschaltung entfernt sind und vom Benutzer nach eigenem Ermessen verwendet werden können. Indem wir beispielsweise die Emitter an einen gemeinsamen Draht anschließen und die Wicklungen eines Anpassungstransformators mit den Kollektoren verbinden, können wir Leistungstransistoren direkt mit einer Mikroschaltung steuern.
Wenn die Kollektoren der Transistoren der Ausgangsstufe an die Versorgungsspannung angeschlossen sind und die Emitter mit Widerständen belastet sind, erhalten wir Steuerimpulse zur direkten Ansteuerung der Gates von Leistungstransistoren, natürlich nicht sehr leistungsstarken – den Kollektorstrom der Endstufentransistoren sollte 250 mA nicht überschreiten.
Wir können den TL494 auch zur Steuerung von Single-Ended-Wandlern verwenden, indem wir die Kollektoren und Emitter der Transistoren miteinander verbinden. Mit dieser Schaltung können auch Schaltstabilisatoren aufgebaut werden – eine feste Pausenzeit ermöglicht zwar keine Aufmagnetisierung der Induktivität, kann aber auch als Mehrkanalstabilisator eingesetzt werden.
Nun noch ein paar Worte zum Schaltkreis und zur Anbindung des PWM-Controllers TL494. Zur besseren Übersicht nehmen wir ein paar Schemata aus dem Internet und versuchen, sie herauszufinden.

Schemata für Kfz-Spannungswandler
MIT TL494

Zunächst analysieren wir Automobilkonverter. Die Diagramme werden WIE BESEHEN übernommen, daher erlaube ich neben den Erläuterungen auch, einige der Nuancen hervorzuheben, die ich anders gemacht hätte.
Also Schema Nummer 1. Ein Kfz-Spannungswandler mit stabilisierter Ausgangsspannung, wobei die Stabilisierung indirekt erfolgt – nicht die Ausgangsspannung des Wandlers wird gesteuert, sondern die Spannung an der Zusatzwicklung. Natürlich hängen die Ausgangsspannungen des Transformators zusammen, daher führt eine Erhöhung der Belastung einer der Wicklungen nicht nur zu einem Spannungsabfall an dieser, sondern auch an allen Wicklungen, die auf denselben Kern gewickelt sind. Die Spannung an der Zusatzwicklung wird durch die Diodenbrücke gleichgerichtet, durchläuft das Dämpfungsglied am Widerstand R20, wird durch den Kondensator C5 geglättet und gelangt über den Widerstand R21 zum ersten Zweig der Mikroschaltung. Wir erinnern uns an das Blockdiagramm und sehen, dass der erste Ausgang, den wir haben, ein nicht invertierender Eingang des Fehlerverstärkers ist. Der zweite Ausgang ist ein invertierender Eingang, über den über den Widerstand R2 eine negative Rückkopplung vom Ausgang des Fehlerverstärkers (Pin 3) eingeführt wird. Normalerweise wird parallel zu diesem Widerstand ein Kondensator von 10 ... 47 Nanofarad geschaltet – dies verlangsamt die Reaktionsgeschwindigkeit des Fehlerverstärkers etwas, erhöht aber gleichzeitig die Stabilität seines Betriebs deutlich und eliminiert den Überschwingeffekt vollständig .

Überschwingen – eine zu starke Reaktion des Reglers auf eine Laständerung und die Wahrscheinlichkeit eines oszillierenden Prozesses. Wir werden auf diesen Effekt zurückkommen, wenn wir alle Prozesse in dieser Schaltung vollständig verstanden haben, also kehren wir zu Pin 2 zurück, der von Pin 14, dem Ausgang des internen Stabilisators bei 5 Volt, vorgespannt wird. Dies wurde für einen korrekteren Betrieb des Fehlerverstärkers durchgeführt – der Verstärker verfügt über eine unipolare Versorgungsspannung und es ist für ihn ziemlich schwierig, mit Spannungen nahe Null zu arbeiten. Daher gilt in solchen Fällen zusätzliche Belastungen um den Verstärker in den Betriebsmodus zu versetzen.
Für einen „Sanftstart“ wird unter anderem eine stabilisierte Spannung von 5 Volt verwendet – über den Kondensator C1 wird sie dem 4. Ausgang der Mikroschaltung zugeführt. Ich erinnere Sie daran, dass die Zeit der Pausen zwischen den Steuerimpulsen von der Spannung an diesem Pin abhängt. Daraus lässt sich leicht schließen, dass die Pausenzeit beim Entladen des Kondensators C1 so lang sein wird, dass sie die Dauer der Steuerimpulse selbst überschreitet. Wenn sich der Kondensator jedoch auflädt, beginnt die Spannung am vierten Anschluss zu sinken, wodurch sich die Pausenzeit verkürzt. Die Dauer der Steuerimpulse beginnt zuzunehmen, bis sie ihren Wert von 5 % erreicht. Mit dieser Schaltungslösung können Sie den Strom durch die Leistungstransistoren für die Zeit des Ladens der sekundären Leistungskondensatoren begrenzen und die Überlastung der Leistungsstufe verhindern, da der Effektivwert der Ausgangsspannung allmählich ansteigt.
Der achte und elfte Ausgang der Mikroschaltung sind mit der Versorgungsspannung verbunden, daher arbeitet die Ausgangsstufe als Emitterfolger, und so ist es auch - der neunte und zehnte Ausgang sind über die Strombegrenzungswiderstände R6 und R7 mit den Widerständen verbunden R8 und R9, sowie an die Basen VT1 und VT2 . Dadurch wird die Ausgangsstufe des Reglers verbessert – das Öffnen der Leistungstransistoren erfolgt über die Widerstände R6 und R7, mit denen die Dioden VD2 und VD3 in Reihe geschaltet sind, das Schließen, das viel mehr Energie erfordert, erfolgt jedoch mit VT1 und VT2, die als Emitterfolger enthalten sind, aber genau dann einen hohen Strom liefern, wenn an den Gates eine Spannung von Null entsteht.
Als nächstes haben wir 4 Leistungstransistoren im Arm, die parallel geschaltet sind, um mehr Strom zu erhalten. Ehrlich gesagt ist die Verwendung dieser speziellen Transistoren etwas peinlich. Höchstwahrscheinlich hatte der Autor dieses Schemas sie einfach zur Verfügung und beschloss, sie beizufügen. Tatsache ist, dass der IRF540 einen maximalen Strom von 23 Ampere hat, die in den Gates gespeicherte Energie 65 NanoCoulomb beträgt und die beliebtesten IRFZ44-Transistoren einen maximalen Strom von 49 Ampere haben, während die Gate-Energie 63 NanoCoulomb beträgt. Mit anderen Worten: Durch die Verwendung von zwei IRFZ44-Paaren erhalten wir eine geringfügige Erhöhung des Maximalstroms und eine Verdoppelung der Belastung der Ausgangsstufe der Mikroschaltung, was die Zuverlässigkeit dieses Designs in Bezug auf die Parameter nur erhöht. Und die Formel „Weniger Teile – mehr Zuverlässigkeit“ wurde von niemandem aufgehoben.

Natürlich müssen Leistungstransistoren aus derselben Charge stammen, da in diesem Fall die Streuung der Parameter zwischen parallel geschalteten Transistoren verringert wird. Im Idealfall ist es natürlich besser, Transistoren nach Verstärkung auszuwählen, aber diese Möglichkeit besteht nicht immer, aber es sollte auf jeden Fall möglich sein, Transistoren derselben Charge zu kaufen.

Parallel zu den Leistungstransistoren sind Widerstände R18, R22 und Kondensatoren C3, C12 in Reihe geschaltet. Hierbei handelt es sich um Begrenzer, die Selbstinduktionsimpulse unterdrücken sollen, die zwangsläufig auftreten, wenn Rechteckimpulse an eine induktive Last angelegt werden. Hinzu kommt, dass die Sache durch die Pulsweitenmodulation noch verschärft wird. Hier lohnt es sich, näher darauf einzugehen.
Während der Leistungstransistor geöffnet ist, fließt Strom durch die Wicklung, und der Strom nimmt ständig zu und verursacht eine Zunahme des Magnetfelds, dessen Energie auf die Sekundärwicklung übertragen wird. Aber sobald der Transistor schließt, hört der Strom durch die Wicklung auf zu fließen und das Magnetfeld beginnt sich aufzurollen, wodurch eine Spannung mit umgekehrter Polarität entsteht. Addiert man die bereits vorhandene Spannung, entsteht ein kurzer Impuls, dessen Amplitude die ursprünglich angelegte Spannung überschreiten kann. Dies verursacht einen Stromstoß, der eine zweite Änderung der Polarität der durch Selbstinduktion induzierten Spannung verursacht, und nun verringert die Selbstinduktion die Größe der vorhandenen Spannung und sobald der Strom kleiner wird, die Polarität des Selbst -Induktionsimpuls ändert sich erneut. Dieser Prozess hat einen gedämpften Charakter, jedoch sind die Werte der Ströme und Spannungen der Selbstinduktion direkt proportional zur Gesamtleistung des Leistungstransformators.

Als Folge dieser Schwankungen werden im Moment des Schließens des Leistungsschalters Stoßvorgänge an der Transformatorwicklung beobachtet und zu deren Unterdrückung werden Beschaltungselemente eingesetzt – der Widerstandswert des Widerstands und die Kapazität des Kondensators werden so gewählt, dass Das Laden des Kondensators dauert genauso lange wie das Ändern der Polarität des Selbstinduktionsimpulstransformators.
Warum gegen diese Impulse kämpfen? Alles ist ganz einfach: In modernen Leistungstransistoren sind Dioden eingebaut, und der Spannungsabfall, den sie haben, ist viel größer als der Widerstand eines offenen Feldgeräts, und es sind die Dioden, die es schwer haben, wenn sie beginnen, Selbstinduktionsemissionen zu löschen auf den Leistungsbussen durch sich selbst und grundsätzlich werden die Gehäuse der Leistungstransistoren nicht dadurch erwärmt, dass die Kristalle der Übergänge der Transistoren erhitzt werden, sondern die internen Dioden. Wenn Sie die Dioden entfernen, zerstört die Sperrspannung buchstäblich beim ersten Impuls den Leistungstransistor.
Wenn der Wandler nicht mit einer PWM-Stabilisierung ausgestattet ist, ist die Zeit des Selbstinduktionsflatterns relativ kurz – der Leistungstransistor des zweiten Zweigs öffnet bald und die Selbstinduktion wird durch den niedrigen Widerstand des offenen Transistors erstickt.

Wenn der Wandler jedoch über eine PWM-Steuerung der Ausgangsspannung verfügt, werden die Pausen zwischen dem Öffnen der Leistungstransistoren ziemlich lang und natürlich verlängert sich die Zeit des Selbstinduktionsflatterns erheblich, wodurch die Erwärmung der Dioden in den Transistoren zunimmt. Aus diesem Grund ist es bei der Erstellung stabilisierter Netzteile nicht empfehlenswert, einen Ausgangsspannungsspielraum von mehr als 25 % festzulegen – die Pausenzeit wird zu lang und dies führt auch bei Verwendung von Snubbern zu einem unzumutbaren Anstieg der Temperatur der Ausgangsstufe .
Aus dem gleichen Grund ist die überwiegende Mehrheit der Fabrik Autoverstärker Die Stromversorgung hat keine Stabilisierung, selbst wenn TL494 als Controller verwendet wird – sie sparen Platz an den Kühlkörpern des Spannungswandlers.
Nachdem wir nun die Hauptknoten betrachtet haben, wollen wir herausfinden, wie die PWM-Stabilisierung funktioniert. An unserem Ausgang liegt eine bipolare Spannung von ± 60 Volt an. Aus dem zuvor Gesagten wird deutlich, dass die Sekundärwicklung des Transformators für die Lieferung von 60 Volt plus 25 % Prozent ausgelegt sein muss, also 60 plus 15 ergibt 75 Volt. Um jedoch einen Effektivwert von 60 Volt zu erhalten, muss die Dauer einer Halbwelle bzw. einer Wandlungsperiode um 25 % des Nennwerts kürzer sein. Vergessen Sie nicht, dass in jedem Fall auch die Pausenzeit zwischen den Schaltvorgängen stört, daher werden die durch den Pausenformer eingebrachten 5 % automatisch abgeschnitten und unser Steuerimpuls muss um die restlichen 20 % reduziert werden.
Diese Pause zwischen den Umwandlungsperioden wird durch die in der sekundären Leistungsfilterinduktivität angesammelte magnetische Energie und die angesammelte Ladung in den Kondensatoren ausgeglichen. Ich würde zwar keine Elektrolyte vor den Induktor legen, aber wie bei anderen Kondensatoren auch - es ist besser, Leitungen nach dem Induktor zu verlegen und zusätzlich zu den Elektrolyten natürlich auch Folienleitungen zu installieren - sie unterdrücken Impulsstöße und Störungen besser .
Die Stabilisierung der Ausgangsspannung erfolgt wie folgt. Obwohl keine Last vorhanden ist oder sie sehr klein ist, wird die Energie der Kondensatoren C8–C11 fast nicht verbraucht und es ist nicht viel Energie erforderlich, um sie wiederherzustellen, und die Amplitude der Ausgangsspannung der Sekundärwicklung wird ziemlich groß sein. Dementsprechend wird die Amplitude der Ausgangsspannung der Zusatzwicklung groß sein. Dies führt zu einem Spannungsanstieg am ersten Ausgang des Reglers, was wiederum zu einem Anstieg der Ausgangsspannung des Fehlerverstärkers führt und die Dauer der Steuerimpulse wird auf einen solchen Wert reduziert, dass ein Gleichgewicht zwischen der verbrauchten und dem Leistungstransformator zugeführten Leistung.
Sobald der Verbrauch zu steigen beginnt, sinkt die Spannung an der Zusatzwicklung und die Spannung am Ausgang des Fehlerverstärkers sinkt natürlich. Dies führt zu einer Verlängerung der Dauer der Steuerimpulse und einer Erhöhung der dem Transformator zugeführten Energie. Die Dauer des Impulses erhöht sich, bis wieder das Gleichgewicht der verbrauchten und gegebenen Energien erreicht ist. Sinkt die Belastung, kommt es erneut zu einer Unwucht und der Regler muss nun die Dauer der Steuerimpulse verkürzen.

Mit falsch gewählten Nennwerten Rückmeldung Es kann zu einem Overshoot-Effekt kommen. Dies gilt nicht nur für den TL494, sondern für alle Spannungsstabilisatoren. Im Fall von TL494 tritt der Überschwingeffekt normalerweise dann auf, wenn keine Ketten vorhanden sind, die die Rückkopplungsreaktion verlangsamen. Natürlich sollte man die Reaktion nicht zu sehr verlangsamen – der Stabilisierungskoeffizient kann darunter leiden, eine zu schnelle Reaktion ist jedoch nicht gut. Und es manifestiert sich auf folgende Weise. Angenommen, wir haben die Last erhöht, die Spannung beginnt zu sinken, der PWM-Controller versucht, das Gleichgewicht wiederherzustellen, tut dies jedoch zu schnell und erhöht die Dauer der Steuerimpulse nicht proportional, sondern viel stärker. In diesem Fall steigt der Effektivwert der Spannung stark an. Natürlich erkennt der Controller jetzt, dass die Spannung höher als die Stabilisierungsspannung ist, und reduziert die Dauer der Impulse stark, um die Ausgangsspannung und die Referenz auszugleichen. Allerdings ist die Dauer der Impulse kürzer geworden, als sie sein sollte, und die Ausgangsspannung wird viel geringer als nötig. Der Controller erhöht erneut die Dauer der Impulse, übertreibt es aber erneut – die Spannung erweist sich als mehr als nötig und es bleibt ihm nichts anderes übrig, als die Dauer der Impulse zu verkürzen.
Somit entsteht am Ausgang des Wandlers keine stabilisierte Spannung, sondern schwankt um 20-40 % der eingestellten Spannung, sowohl in Richtung Überschuss als auch in Richtung Unterspannung. Natürlich ist es unwahrscheinlich, dass Verbraucher eine solche Leistung mögen. Daher sollten Sie nach dem Zusammenbau eines Konverters die Reaktionsgeschwindigkeit an den Shunts überprüfen, um sich nicht von dem neu zusammengebauten Fahrzeug zu trennen.
Der Sicherung nach zu urteilen ist der Konverter recht leistungsstark, allerdings reichen in diesem Fall die Kapazitäten von C7 und C8 eindeutig nicht aus, es sollten jeweils mindestens drei weitere hinzugefügt werden. Die Diode VD1 dient zum Schutz vor Polaritätsumkehr, und wenn dies passiert, ist es unwahrscheinlich, dass sie überlebt – es ist nicht so einfach, eine Sicherung bei 30-40 Ampere durchzubrennen.
Nun, am Ende bleibt noch hinzuzufügen, dass dieser Konverter nicht mit einem Stenbay-System ausgestattet ist, d.h. Bei Anschluss an die Versorgungsspannung startet er sofort und kann nur durch Ausschalten der Stromversorgung gestoppt werden. Das ist nicht sehr praktisch – Sie benötigen einen ziemlich leistungsstarken Schalter.

Kfz-Spannungswandler Nummer 2 verfügt außerdem über eine stabilisierte Ausgangsspannung, was durch das Vorhandensein eines Optokopplers belegt wird, dessen LED mit der Ausgangsspannung verbunden ist. Darüber hinaus erfolgt der Anschluss über TL431, was die Genauigkeit der Aufrechterhaltung der Ausgangsspannung deutlich erhöht. Der Fototransistor des Optokopplers ist ebenfalls über den zweiten Mikruha TL431 mit der stabilisierten Spannung verbunden. Die Essenz dieses Stabilisators ist mir persönlich entgangen - in der Mikroschaltung sind fünf Volt stabilisiert, und es scheint keinen Sinn zu machen, einen zusätzlichen Stabilisator einzubauen. Der Emitter des Fototransistors geht an den nichtinvertierenden Eingang des Fehlerverstärkers (Pin 1). Der Fehlerverstärker wird durch eine negative Rückkopplung abgedeckt, und um seine Reaktion zu verlangsamen, wird der Widerstand R10 und der Kondensator C2 eingeführt.

Der zweite Fehlerverstärker wird verwendet, um den Wandler im Notfall zum Stoppen zu zwingen – wenn am sechzehnten Pin eine Spannung anliegt, die größer ist als die vom Teiler R13 und R16 erzeugte, und diese beträgt etwa zweieinhalb Volt Der Regler beginnt, die Dauer der Steuerimpulse zu verkürzen, bis sie vollständig verschwinden.
Der Sanftanlauf ist wie in der vorherigen Schaltung organisiert – durch Bildung von Pausenzeiten, wobei die Kapazität des Kondensators C3 allerdings etwas klein ist – ich würde sie dort auf 4,7 ... 10 Mikrofarad beziffern.
Die Ausgangsstufe der Mikroschaltung arbeitet im Emitterfolger-Modus, ein vollwertiger zusätzlicher Emitterfolger auf VT1-VT4-Transistoren dient zur Verstärkung des Stroms, der wiederum auf die Gates der Leistungsfeldarbeiter geladen wird, obwohl ich ihn senken würde die Nennwerte R22-R25 auf 22 ... 33 Ohm. Als nächstes folgen Snubber und ein Leistungstransformator, gefolgt von einer Diodenbrücke und einem Glättungsfilter. Der Filter in dieser Schaltung ist korrekter aufgebaut – er befindet sich auf demselben Kern und enthält die gleiche Anzahl von Windungen. Diese Einbeziehung bietet die größtmögliche Filterung seit dem Zähler Magnetfelder kompensieren sich gegenseitig.
Der Stenby-Modus ist auf dem VT9-Transistor und dem K1-Relais organisiert, deren Kontakte nur den Controller mit Strom versorgen. Der Leistungsteil ist ständig mit der Versorgungsspannung verbunden und bis die Steuerimpulse vom Controller erscheinen, sind die Transistoren VT5-VT8 geschlossen.
Die HL1-LED zeigt an, dass der Controller mit Strom versorgt wird.

Nächstes Diagramm... Nächstes Diagramm ist... Das ist die dritte Version des Kfz-Spannungswandlers aber lass es uns richtig machen...

Beginnen wir mit den Hauptunterschieden zu herkömmlichen Optionen, nämlich der Verwendung eines Halbbrückentreibers in einem Kfz-Wandler. Naja, damit kann man sich irgendwie noch abfinden – in der Mikroschaltung stecken 4 Transistoren mit einer guten Öffnungs- und Schließgeschwindigkeit und sogar solche mit zwei Ampere. Nach Herstellung der entsprechenden Verbindung kann eingefahren werden Arbeitsmodus Im Push-Pull-Modus invertiert die Mikroschaltung jedoch das Ausgangssignal nicht, und ihren Eingängen werden Steuerimpulse von den Kollektoren des Controllers zugeführt. Sobald der Controller also eine Pause zwischen den Steuerimpulsen einlegt, entsprechen die Pegel einem logischen Wert Die Einheit erscheint auf den Kollektoren der TLki-Ausgangsstufe, d. h. in der Nähe der Versorgungsspannung. Nach dem Passieren der Irka werden die Impulse den Gates der Leistungstransistoren zugeführt, die sicher geöffnet werden. Beides... gleichzeitig. Natürlich verstehe ich, dass es möglicherweise nicht funktioniert, die FB180SA10-Transistoren beim ersten Mal zu klopfen - trotzdem müssen 180 Ampere entwickelt werden, und bei solchen Strömen beginnen die Leiterbahnen normalerweise durchzubrennen, aber trotzdem ist es irgendwie zu hart . Und die Kosten für genau diese Transistoren betragen mehr als tausend für einen.
Der nächste mysteriöse Moment ist die Verwendung eines Stromtransformators im primären Strombus, durch den Gleichstrom fließt. Es ist klar, dass in diesem Transformator aufgrund einer Stromänderung zum Zeitpunkt des Schaltens immer noch etwas induziert wird, aber das ist trotzdem irgendwie nicht ganz richtig. Nein, der Überlastschutz funktioniert, aber wie richtig? Schließlich ist auch der Ausgang des Stromwandlers, gelinde gesagt, zu originell ausgelegt – mit einem Stromanstieg an Pin 15, dem invertierenden Eingang des Fehlerverstärkers, steigt die Spannung, die zusammen mit dem Widerstand R18 bildet Teiler auf R20 wird kleiner. Natürlich führt ein Spannungsabfall an diesem Ausgang zu einem Spannungsanstieg am Fehlerverstärker, was wiederum die Steuerimpulse verkürzt. Allerdings ist R18 direkt mit dem primären Strombus verbunden und alle Störungen, die auf diesem Bus auftreten, wirken sich direkt auf die Funktion des Überlastschutzes aus.
Die Stabilisierung der Ausgangsspannung wird angepasst ... Nun, im Prinzip das gleiche wie die Funktionsweise des Leistungsteils ... Nach dem Starten des Wandlers, sobald die Ausgangsspannung den Wert erreicht, bei dem die LED des Optokopplers U1.2 zu leuchten beginnt Glühen, der Optokoppler U1.1-Transistor öffnet. Seine Öffnung führt zu einer Verringerung der vom Teiler an R10 und R11 erzeugten Spannung. Dies führt wiederum dazu, dass die Ausgangsspannung des Fehlerverstärkers abfällt, da diese Spannung an den nichtinvertierenden Eingang des Verstärkers angeschlossen wird. Nun, da die Spannung am Ausgang des Fehlerverstärkers abnimmt, beginnt der Controller, die Dauer der Impulse zu erhöhen, wodurch die Helligkeit der Optokoppler-LED erhöht wird, was den Fototransistor noch weiter öffnet und die Dauer der Impulse noch weiter verlängert. Dies geschieht so lange, bis die Ausgangsspannung den maximal möglichen Wert erreicht.
Im Allgemeinen ist der Plan so originell, dass er dem Feind nur zur Wiederholung überlassen werden kann, und für diese Sünde ist Ihnen ewige Qual in der Hölle garantiert. Ich weiß nicht, wer schuld ist ... Persönlich hatte ich den Eindruck, dass es jemand war Kursarbeit, oder vielleicht ein Diplom, aber ich möchte nicht daran glauben, denn wenn es veröffentlicht wurde, bedeutet das, dass es geschützt war, und das deutet darauf hin, dass die Qualifikationen des Lehrpersonals in einem viel schlechteren Zustand sind, als ich dachte. .

Die vierte Version des Kfz-Spannungswandlers.
Ich werde nicht sagen, dass es eine ideale Option ist, dennoch war ich einmal an der Entwicklung dieses Schemas beteiligt. Hier wird sofort ein kleiner Teil des Beruhigungsmittels - fünfzehn und sechzehn Schlussfolgerungen - miteinander verbunden und mit einem gemeinsamen Draht verbunden, obwohl logischerweise die fünfzehnte Schlussfolgerung mit der vierzehnten verbunden werden sollte. Dennoch hatte die Erdung der Eingänge des zweiten Fehlerverstärkers keinerlei Auswirkungen auf die Leistung. Daher überlasse ich es Ihnen, wo Sie den fünfzehnten Ausgang anschließen.

Der Ausgang des internen Stabilisators bei fünf Volt wird in dieser Schaltung sehr intensiv genutzt. Aus fünf Volt wird eine Referenzspannung gebildet, mit der die Ausgangsspannung verglichen wird. Dies geschieht über die Widerstände R8 und R2. Um die Welligkeit der Referenzspannung zu reduzieren, ist ein Kondensator C1 parallel zu R2 geschaltet. Da die Widerstände R8 und R2 gleich sind, beträgt der Wert der Referenzspannung zweieinhalb Volt.
Außerdem werden für einen Sanftanlauf fünf Volt verwendet – der Kondensator C6 erzeugt im Moment des Einschaltens kurzzeitig fünf Volt am vierten Ausgang des Controllers, d.h. Während des Ladevorgangs ändert sich die Zeit der erzwungenen Pausen zwischen den Steuerimpulsen vom Maximalwert auf den Nennwert.
Die gleichen fünf Volt werden an den Kollektor des Fototransistors des DA-Optokopplers angeschlossen, und sein Emitter ist über einen kleinen Teiler an R5 und R4 mit dem nichtinvertierenden Eingang des ersten Fehlerverstärkers – Pin 1 – verbunden. Negative Rückkopplung ist vom Ausgang des Fehlerverstärkers an Pin 2 angeschlossen. Die Rückkopplung verfügt über einen Kondensator C2, der die Reaktion des Controllers verlangsamt, dessen Kapazität zwischen zehn Nanofarad und achtundsechzig Nanofarad liegen kann.
Die Ausgangsstufe des Controllers arbeitet im Repeater-Modus und die Stromverstärkung erfolgt durch eine Transistortreiberstufe auf VT3-VT6. Natürlich reicht die Leistung der Treiberstufe aus, um mehr als ein Paar Leistungstransistoren anzusteuern, tatsächlich war dies die Wette – zunächst wurde die Platine mit dem Controller getrennt vom Leistungsteil hergestellt, aber am Ende stellte sich heraus, dass dies der Fall war nicht sehr praktisch sein. Daher wurden die Leiterbahnen auf die Hauptplatine verlegt und die Transformatoren und natürlich die Leistungstransistoren bereits durch eine Verlängerung der Platine variiert.
Der Leistungstransformator ist über einen Stromtransformator mit den Transistoren verbunden, der für den Betrieb des Überlastschutzes verantwortlich ist. Snaber wurden in dieser Version nicht verbaut – es kamen ernsthafte Kühler zum Einsatz.
Sobald am Steueranschluss eine Spannung anliegt, die den Betrieb des Wandlers ermöglicht, öffnet der Transistor VT2, was wiederum VT1 in die Sättigung treibt. Am Emitter VT1 liegt eine Spannung vom integrierten Stabilisator an 15 an, die die von der VD5-Diode gelieferte Versorgungsspannung frei durchlässt, da sie kleiner als die Stabilisierungsspannung ist. Dieser Diode wird über den Widerstand R28 die Hauptversorgungsspannung von zwölf Volt zugeführt. Durch Öffnen von VT1 werden die Controller- und Treibertransistoren mit Strom versorgt und der Wandler startet. Sobald am Leistungstransformator Impulse auftreten, erreicht die Spannung an seiner Wicklung den doppelten Wert der Hauptstromversorgung und wird über die Dioden VD4 und VD6 mit 15 Volt dem Eingang des Stabilisators zugeführt. Somit wird der Controller nach dem Start des Konverters von einem bereits stabilisierten Netzteil gespeist. Mit dieser Schaltungslösung können Sie einen stabilen Betrieb des Wandlers auch bei einer Versorgung mit sechs bis sieben Volt aufrechterhalten.
Die Stabilisierung der Ausgangsspannung erfolgt durch Steuerung des Leuchtens der LED des DA-Optokopplers, dessen LED über einen Widerstandsteiler mit ihm verbunden ist. Darüber hinaus wird nur ein Zweig der Ausgangsspannung gesteuert. Die Stabilisierung des zweiten Arms erfolgt durch eine magnetische Kopplung, die im Kern der Induktivität L2 und L3 auftritt, da dieser Filter auf einem Kern aufgebaut ist. Sobald die Belastung auf der positiven Seite der Ausgangsspannung zunimmt, beginnt der Kern zu magnetisieren und dadurch wird es für die negative Spannung von der Diodenbrücke schwieriger, den Ausgang des Wandlers zu erreichen, die negative Spannung beginnt Die LED des Optokopplers reagiert darauf und zwingt den Regler dazu, die Dauer der Steuerimpulse zu verlängern. Mit anderen Worten, die Induktivität fungiert zusätzlich zu den Filterfunktionen als Gruppenstabilisierungsinduktivität und funktioniert genauso wie in Computer-Netzteilen, indem sie mehrere Ausgangsspannungen gleichzeitig stabilisiert.
Der Überlastschutz ist etwas grob, aber dennoch recht funktionsfähig. Die Schutzschwelle wird durch den Widerstand R26 eingestellt. Sobald der Strom durch die Leistungstransistoren einen kritischen Wert erreicht, öffnet die Spannung vom Stromtransformator den Thyristor VS1, dieser leitet die Steuerspannung vom Steueranschluss zur Masse und entzieht so der Steuerung die Versorgungsspannung. Darüber hinaus erfolgt eine beschleunigte Entladung des Kondensators C7 über den Widerstand R19, dessen Kapazität noch besser auf 100 Mikrofarad reduziert werden sollte.
Um den aktivierten Schutz zurückzusetzen, muss die Spannung an der Steuerklemme entfernt und anschließend wieder angelegt werden.
Ein weiteres Merkmal dieses Wandlers ist die Verwendung eines kondensatorohmigen Spannungstreibers in den Gates von Leistungstransistoren. Durch die Installation dieser Ketten konnte eine negative Spannung an den Gates erreicht werden, die das Schließen von Leistungstransistoren beschleunigen soll. Diese Methode zum Schließen von Transistoren führte jedoch auch bei Verwendung von Begrenzern weder zu einer Effizienzsteigerung noch zu einer Temperatursenkung und wurde aufgegeben – weniger Teile – mehr Zuverlässigkeit.

Nun ja, das Letzte fünfter Autokonverter. Dieses Schema ist eine logische Fortsetzung des vorherigen, jedoch mit zusätzlichen Funktionen ausgestattet, die seine Verbrauchereigenschaften verbessern. Die REM-Steuerspannung wird über eine auf 85 Grad rücksetzbare KSD301-Thermosicherung geliefert, die auf dem Kühlkörper des Wechselrichters montiert ist. Idealerweise sollte sowohl für den Leistungsverstärker als auch für den Spannungswandler ein Strahler vorhanden sein.

Wenn die Thermosicherungskontakte geschlossen sind, d.h. Wenn die Temperatur weniger als 85 Grad beträgt, öffnet die Steuerspannung vom REM-Anschluss den Transistor VT14, der wiederum VT13 öffnet und zwölf Volt von der Hauptstromquelle in den 15-Volt-Krenka-Eingang gelangen. Da die Eingangsspannung niedriger ist als die KRENKA-Stabilisierungsspannung an ihrem Ausgang, erscheint sie nahezu unverändert – nur ein Abfall im Regeltransistor führt zu einem kleinen Abfall. Von Krenka aus werden der Controller selbst und die Transistoren der VT4-VT7-Treiberstufe mit Strom versorgt. Sobald der interne Fünf-Volt-Stabilisator Spannung abgibt, beginnt der Kondensator C6 aufzuladen, wodurch die Dauer der Pausen zwischen den Steuerimpulsen verkürzt wird. Die Steuerimpulse beginnen, die Leistungstransistoren an den Sekundärwicklungen des Transformators zu öffnen, sie erscheinen und beginnen, den Effektivwert der Sekundärspannung zu erhöhen. Von der ersten Sekundärwicklung gelangt eine Spannung von 24 Volt über einen Gleichrichter mit Mittelpunkt zum Pluspol des Kondensators C18, und da seine Spannung größer ist als die Haupt-Zwölf-Volt-Diode VD13, wird dieser geschlossen und jetzt der Controller wird von der Sekundärwicklung selbst gespeist. Darüber hinaus sind 24 Volt mehr als 15, daher schaltet sich ein 15-Volt-Stabilisator ein und der Controller wird nun mit einer stabilisierten Spannung versorgt.
Mit zunehmenden Steuerimpulsen erhöht sich auch der effektive Spannungswert an der zweiten Sekundärwicklung, und sobald er den Wert erreicht, bei dem die LED des Optokopplers DA zu leuchten beginnt, beginnt sich der Fototransistor zu öffnen und das System beginnt Um einen stabilen Zustand zu erreichen, nimmt die Dauer der Impulse nicht mehr zu, da der Emitter des Fototransistors mit dem Ausgang des nicht invertierenden Fehlerverstärkers des Reglers verbunden ist. Mit zunehmender Last beginnt die Ausgangsspannung zu sinken, die Helligkeit der LED nimmt natürlich ab, die Spannung am ersten Ausgang des Controllers nimmt ebenfalls ab und der Controller erhöht die Impulsdauer gerade so weit, dass die LED wiederhergestellt wird Helligkeit der LED wieder.
Die Ausgangsspannung wird durch den negativen Zweig gesteuert und die Reaktion auf Verbrauchsänderungen im positiven Zweig erfolgt durch die Gruppenstabilisierungsdrossel L1. Um die Reaktion der gesteuerten Spannung zu beschleunigen, wird der negative Zweig zusätzlich mit dem Widerstand R38 belastet. Hier sollten wir sofort einen Vorbehalt machen – es ist nicht notwendig, zu große Elektrolyte an die Sekundärstromversorgung zu hängen – bei hohen Umwandlungsfrequenzen sind sie von geringem Nutzen, können aber einen erheblichen Einfluss auf den Gehaben – also die Spannung Wenn die Spannung im positiven Arm zunimmt, sollte die Spannung im negativen Arm ebenfalls sinken. Wenn der Verbrauch im negativen Zweig nicht groß ist und die Kapazität des Kondensators C24 ziemlich groß ist, wird er ziemlich lange entladen und die Steuerung hat einfach keine Zeit zu erkennen, dass die Spannung am positiven Zweig ausgefallen ist Arm.
Aus diesem Grund wird dringend empfohlen, auf der Konverterplatine selbst nicht mehr als 1000 uF pro Schulter und auf den Leistungsverstärkerplatinen jeweils 220 ... 470 uF und nicht mehr einzustellen.
Der Leistungsmangel an den Spitzen des Audiosignals muss durch die Gesamtleistung des Transformators ausgeglichen werden.
Der Überlastschutz erfolgt an einem Stromtransformator, dessen Spannung durch die Dioden VD5 und VD6 gleichgerichtet wird und in den Empfindlichkeitsregler R26 gelangt. Weiter geht die Spannung durch die Diode VD4, die eine Art Amplitudenbegrenzer ist, in die Basis des Transistors VT8. Der Kollektor dieses Transistors ist mit dem Eingang des Schmidt-Triggers verbunden, der auf VT2-VT3 montiert ist, und sobald der VT8-Transistor öffnet, schließt er VT3. Die Spannung am VT3-Kollektor steigt und VT2 öffnet sich, wodurch VT1 geöffnet wird.
Sowohl der Auslöser als auch VT1 werden von einem Fünf-Volt-Controller-Stabilisator gespeist, und wenn VT1 geöffnet wird, gelangen fünf Volt in den sechzehnten Ausgang des Controllers, wodurch die Dauer der Steuerimpulse stark verkürzt wird. Außerdem gelangen über die VD3-Diode fünf Volt an Pin vier, wodurch die Zeit der erzwungenen Pausen auf den maximal möglichen Wert erhöht wird, d. h. Steuerimpulse werden auf zwei Arten gleichzeitig verkürzt: durch einen Fehlerverstärker, der keine negative Rückkopplung hat und als Komparator fungiert und die Impulsdauer fast augenblicklich verkürzt, und durch einen Pausendauerformer, der nun durch einen entladenen Kondensator zuzunehmen beginnt Die Impulsdauer wird schrittweise verringert und wenn die Last immer noch zu groß ist, funktioniert der Schutz wieder, sobald VT8 öffnet. Der Auslöser an VT2-VT3 hat jedoch noch eine weitere Aufgabe: Er überwacht den Wert der Hauptprimärspannung von 12 Volt und sobald diese weniger als 9-10 Volt beträgt, wird er über die Widerstände R21 und R22 an die VT3-Basis geliefert, die Vorspannung wird nicht ausreichen und VT3 wird geschlossen, wodurch VT2 und VT1 geöffnet werden. Der Controller stoppt und die Sekundärstromversorgung geht verloren.
Dieses Modul bietet die Möglichkeit, das Auto zu starten, wenn sein Besitzer plötzlich beschließt, Musik in einem nicht laufenden Auto zu hören, und schützt außerdem den Leistungsverstärker vor plötzlichen Spannungsabfällen beim Starten des Autostarters – der Konverter wartet einfach den Moment kritischen Verbrauchs auszuschalten und so sowohl den Leistungsverstärker als auch seine eigenen Leistungsschalter zu schützen.
Leiterplattenzeichnung dieses Konverters, und es gibt zwei Optionen – einen und zwei Transformatoren.
Warum zwei Transformatoren?
Für mehr Power. Tatsache ist, dass die Gesamtleistung des Transformators in Kfz-Wandlern durch eine Versorgungsspannung von zwölf Volt begrenzt ist, was eine bestimmte Anzahl von Windungen am Transformator erfordert. Der Ring muss in der Primärhalbwicklung mindestens vier Windungen haben; bei W-förmigem Ferrit kann die Windungszahl auf drei reduziert werden.

Diese Einschränkung ist in erster Linie darauf zurückzuführen, dass das Magnetfeld bereits bei einer geringeren Windungszahl ungleichmäßig wird und seine Verluste zu groß werden. Dies bedeutet auch, dass es nicht möglich ist, die Umwandlungsfrequenz auf höhere Frequenzen umzuleiten, sondern die Anzahl der Windungen zu reduzieren, was nicht zulässig ist.
Es stellt sich also heraus, dass die Gesamtleistung durch die Anzahl der Windungen der Primärwicklung und einen kleinen Wandlungsfrequenzbereich begrenzt ist – man kann nicht unter 20 kHz gehen – die Störungen durch den Wandler sollten nicht im Audiobereich liegen, da sie wird sein Bestes geben, um in den Lautsprechern gehört zu werden.
Sie können auch nicht über 40 kHz steigen – die Windungszahl der Primärwicklung wird zu klein.
Wenn Sie mehr Leistung erhalten möchten, bleibt als einzige Lösung die Erhöhung der Anzahl der Transformatoren und zwei sind bei weitem nicht das Maximum, das möglich ist.
Aber hier stellt sich eine andere Frage: Wie überwacht man alle Transformatoren? Ich möchte weder eine Gruppenstabilisierungsdrossel zu stark einzäunen noch eine bestimmte Anzahl von Optokopplern einführen. Daher ist die einzige Möglichkeit zur Steuerung die Reihenschaltung der Sekundärwicklungen. In diesem Fall sind auch Verbrauchsverzerrungen ausgeschlossen und die Ausgangsspannung lässt sich viel einfacher steuern, allerdings muss der Montage und Phasenlage der Transformatoren größte Aufmerksamkeit geschenkt werden.
Nun ein wenig zu den Unterschieden zwischen Schaltplan und Platine. Tatsache ist, dass nach diesem Prinzip nur die grundlegendsten Punkte des Schemas angegeben sind, auf dem gedruckten sind die Elemente entsprechend der Realität angeordnet. Beispielsweise befinden sich auf der Platine keine Folienkondensatoren zur Stromversorgung, diese befinden sich jedoch auf der Platine. Die Befestigungslöcher dafür richten sich selbstverständlich nach den Abmessungen der zum Zeitpunkt der Entwicklung verfügbaren Kondensatoren. Wenn keine Kapazität von 2,2 μF vorhanden ist, kann sie natürlich mit 1 μF verwendet werden, jedoch nicht weniger als 0,47 μF.
Für die Stromversorgung sind auch 4700 uF-Elektrolyte im Stromkreis installiert, aber stattdessen gibt es einen ganzen Satz 2200 uF 25-Volt-Kondensatoren auf der Platine, und die Kondensatoren müssen einen niedrigen ESR haben, diese werden von den Verkäufern positioniert als „für Motherboards“. Sie sind normalerweise entweder mit Silber- oder Goldfarbe markiert. Wenn es möglich ist, bei 3300 Mikrofarad bei 25 Volt zu kaufen, dann wird es sogar noch besser sein, aber in unserer Gegend sind diese ziemlich selten.
Ein paar Worte zu den sogenannten Jumpern – das sind Jumper, die die Gleise mit sich selbst verbinden. Dies geschah aus einem bestimmten Grund: Die Dicke des Kupfers auf der Platine ist begrenzt und die durch die Leiter fließenden Ströme sind ziemlich groß. Um die Verluste im Leiter auszugleichen, muss die Leiterbahn entweder buchstäblich mit Lot vergossen werden , was heutzutage teuer ist, oder mit stromführenden Leitern dupliziert werden, wodurch sich der Gesamtquerschnitt des Leiters erhöht. Diese Jumper bestehen aus einem einadrigen Kupferdraht mit einem Querschnitt von mindestens zweieinhalb Quadraten, idealerweise natürlich dicker – vier oder sechs Quadrate.
Sekundäre Leistungsdiodenbrücke. Die Abbildung zeigt Dioden im TO-247-Gehäuse, die Platine ist für den Einsatz von Dioden im TO-220-Gehäuse vorbereitet. Die Art der Dioden hängt direkt vom geplanten Strom in der Last ab, und natürlich ist es besser, schnellere Dioden zu wählen – die Eigenerwärmung ist geringer.
Nun ein paar Worte zu den Wicklungsdetails.
Am verdächtigsten in der Schaltung ist der Stromtransformator – es scheint schwierig zu sein, mit dicken Drähten der Primärwicklung eine halbe Windung zu wickeln, und zwar sogar in verschiedene Richtungen. Tatsächlich ist dies die einfachste Komponente von Wickelteilen. Für die Herstellung eines Stromtransformators wird ein Fernsehstromfilter verwendet. Wenn es PLÖTZLICH nicht möglich war, einen zu finden, kann JEDER W-förmige Ferritkern verwendet werden, beispielsweise ein schwebender Transformator aus einem Computernetzteil. Der Kern erwärmt sich zehn bis zwanzig Minuten lang auf 110–120 Grad und bricht dann. Die Wicklungen werden entfernt, auf den Rahmen wird eine Sekundärwicklung gewickelt, bestehend aus 80-120 Drahtwindungen 0,1 ... 0,2 mm, natürlich in zwei gefaltet. Dann wird der Anfang einer Wicklung mit dem Ende der zweiten verbunden, die Drähte werden auf eine für Sie geeignete Weise befestigt und der Rahmen mit der Wicklung wird auf die Hälfte des Kerns gelegt. Dann wird ein Bündel mit der Kraft der Primärwicklung dreimal in ein Fenster gelegt - das zweite und die zweite Hälfte des Kerns wird aufgelegt. Das ist alles! Zwei Wicklungen mit einer halben Windung auf der Primärseite und 100 Windungen auf der Sekundärseite. Warum ist die Anzahl der Windungen nicht genau angegeben? Die Windungszahl sollte so bemessen sein, dass am Widerstand R27 bei maximalen Strömen drei bis fünf Volt anliegen. Aber ich weiß nicht, welchen Strom Sie für maximal halten und welche Transistoren Sie verwenden werden. Und der Spannungswert an R27 kann jederzeit korrigiert werden, indem der Wert genau dieses Widerstands ausgewählt wird. Die Hauptsache ist, dass der Stromwandler entlang der Sekundärwicklung überlastet ist, und dafür sind mindestens 60-70 Windungen in der Sekundärwicklung erforderlich - in diesem Fall kommt es zu einer minimalen Erwärmung des Kerns.

Die L2-Induktivität wurde auf dem Kern des Leistungstransformators eines Schaltnetzteils für Fernseher geeigneter Größe ausgeführt. Grundsätzlich kann es auch auf den Kern eines Transformators eines Computernetzteils gewickelt werden, allerdings muss ein nichtmagnetischer Spalt von 0,5 ... 0,7 mm vorhanden sein. Um es zu erstellen, reicht es aus, einen NICHT GESCHLOSSENEN Ring aus einem Wickeldraht mit dem entsprechenden Durchmesser in den Rahmen zu werfen und dabei die Hälfte des Kerns einzusetzen.
Der Induktor wird vor dem Füllen gewickelt, aber welcher Draht muss berechnet werden. Persönlich bevorzuge ich die Arbeit entweder mit Bündeln oder mit Klebeband. Das Band ist natürlich kompakter, mit seiner Hilfe wird eine sehr hohe Wickeldichte erreicht, aber die Herstellung nimmt viel Zeit in Anspruch und der Kleber liegt natürlich nicht auf der Straße. Es ist viel einfacher, ein Bündel herzustellen. Dazu reicht es aus, die ungefähre Länge des Leiters zu ermitteln, den Draht mehrmals zu falten und ihn dann mit einer Bohrmaschine zu einem Bündel zu verdrehen.
Was und wie viel Draht sollte verwendet werden? Es kommt bereits auf die Anforderungen an das Endprodukt an. In diesem Fall handelt es sich um die Automobiltechnik, die per Definition sehr schlechte Kühlbedingungen aufweist, daher muss die Eigenerwärmung minimiert werden und dazu muss der Leiterquerschnitt berechnet werden, bei dem es nicht zu einer starken Erwärmung kommt oder gar nicht aufheizen. Letzteres ist natürlich vorzuziehen, aber es führt zu einer Vergrößerung, und das Auto ist kein Ikarus, in dem viel Platz ist. Daher gehen wir von der Mindestheizung aus. Natürlich kann man Lüfter so einbauen, dass sie sowohl durch den Verstärker als auch durch den Wandler blasen, aber nur der Staub von unseren Straßen tötet die Lüfter schmerzhaft schnell, daher ist es besser, von der natürlichen Kühlung auszugehen und eine Spannung von als Grundlage zu nehmen drei Ampere pro Quadratmillimeter des Leiterquerschnitts. Dies ist eine ziemlich beliebte Spannung, die bei der Herstellung eines herkömmlichen Transformators aus W-förmigem Eisen berücksichtigt werden sollte. Bei gepulsten Geräten empfiehlt es sich, fünf oder sechs Ampere pro Quadratmillimeter anzugeben, was aber eine gute Luftkonvektion voraussetzt und unser Gehäuse geschlossen ist, also nehmen wir immer noch drei Ampere.
Überzeugt, dass drei besser sind? Und jetzt geben wir eine Korrektur für die Tatsache, dass die Last des Verstärkers nicht konstant ist, weil niemand eine reine Sinuswelle hört, und sogar in der Nähe von Clipping, sodass es nicht ständig zu einer Erwärmung kommt, da der aktuelle Wert der Verstärkerleistung beträgt etwa 2/3 des Maximums. Daher kann die Spannung ohne Risiko um dreißig Prozent erhöht werden, d. h. Bringen Sie es auf vier Ampere pro Quadratmillimeter.
Noch einmal, zum besseren Verständnis der Zahlen. Die Abkühlungsbedingungen sind unangenehm, der Draht bei hohen Strömen beginnt sich zu erwärmen, wenn er sehr dünn ist, und wenn er zu einer Spule gewickelt ist, erwärmt er sich selbst. Um das Problem zu lösen, stellen wir die Spannung auf zweieinhalb bis drei Ampere pro Quadratmillimeter des Drahtabschnitts ein. Wenn die Last konstant ist und wir den Leistungsverstärker speisen, erhöhen wir die Spannung auf vier bis viereinhalb Ampere pro Quadratmillimeter des Leiterquerschnitts.
Jetzt starten wir Excel, ich hoffe, jeder hat einen solchen Rechner, und in die oberste Zeile schreiben wir der Reihe nach: „Spannung“, dann „Drahtdurchmesser“, dann „Anzahl der Drähte“, dann „Maximaler Strom“ und in die letzte Zelle "Leistung". Wir gehen zum Anfang der nächsten Zeile und schreiben die Zahl vorerst drei, seien es vorerst drei Ampere pro Quadratmillimeter. In die nächste Zelle schreiben wir die Nummer eins, lass es sich vorerst um einen Draht mit einem Durchmesser von einem Millimeter handeln. In die nächste Zelle schreiben wir zehn, das ist die Anzahl der Drähte im Bündel.
Und hier sind die Zellen, in denen es Formeln geben wird. Zuerst berechnen wir den Querschnitt. Teilen Sie dazu den Durchmesser durch 2 – wir benötigen einen Radius. Dann multiplizieren wir den Radius mit dem Radius, nur für den Fall, dass unser Rechner nicht abstumpft, nehmen wir die Berechnung der Radien in Klammern und multiplizieren das alles mit pi. Als Ergebnis erhalten wir das Quadrat des Quadrats, d.h. die Fläche des Kreises, die den Querschnitt des Leiters darstellt. Dann multiplizieren wir, ohne die Zellenbearbeitung zu verlassen, das resultierende Ergebnis mit unserem Drahtdurchmesser und multiplizieren es mit der Anzahl der Drähte. Wir drücken die Eingabetaste und sehen eine Zahl mit vielen Dezimalstellen. Eine so hohe Genauigkeit ist nicht erforderlich, daher runden wir unser Ergebnis auf eine Dezimalstelle und aufwärts, sodass ein kleiner technologischer Spielraum verbleibt. Gehen Sie dazu zur Bearbeitung der Zelle, wählen Sie unsere Formel aus und drücken Sie STRG Es erscheint ein Dialogfeld mit der Frage, was und auf wie viele Dezimalstellen gerundet werden soll. Wir setzen den Cursor in das obere Fenster und STRG VE fügen die zuvor ausgeschnittene Formel ein, und in das untere Fenster geben wir eine Einheit ein, d.h. Runden Sie auf eine Dezimalstelle und klicken Sie auf OK. Jetzt enthält die Zelle eine Zahl mit einer Nachkommastelle.
Es bleibt noch die Formel in die letzte Zelle einzufügen, nun, hier ist alles einfach - das Ohmsche Gesetz. Wir haben den maximalen Strom, den wir nutzen können, und lassen die Bordspannung zwölf Volt betragen, obwohl sie bei einem fahrenden Auto etwa dreizehn plus beträgt, wobei jedoch der Spannungsabfall in den Anschlussdrähten nicht berücksichtigt ist. Wir multiplizieren den resultierenden Strom mit 12 und erhalten die maximale Nennleistung, die keine starke Erwärmung des Leiters verursacht, genauer gesagt eines Bündels bestehend aus zehn Drähten mit einem Durchmesser von einem Millimeter.
Ich werde die Fragen „Aber ich habe keinen solchen Button, es gibt keine Bearbeitungszeile“ nicht beantworten und eine detailliertere Beschreibung der Verwendung von Excel bei Stromversorgungsberechnungen wurde veröffentlicht:

Wir kehren zu unserem Handwerk zurück. Wir haben die Durchmesser der Drähte im Bündel und ihre Anzahl ermittelt. Die gleichen Berechnungen können zur Bestimmung des erforderlichen Bündels in den Transformatorwicklungen verwendet werden, die Spannung kann jedoch auf fünf bis sechs Ampere pro Quadratmillimeter erhöht werden – eine Halbwicklung arbeitet fünfzig Prozent der Zeit, sodass sie Zeit zum Abkühlen hat. Es ist möglich, die Spannung in der Wicklung auf bis zu sieben oder acht Ampere zu erhöhen, aber hier beginnt sich bereits der Spannungsabfall am aktiven Widerstand des Bündels auszuwirken, und wir scheinen immer noch den Wunsch zu haben, einen nicht schlechten Wirkungsgrad zu erreichen. also ist es besser, es nicht zu tun.
Wenn mehrere Leistungstransistoren vorhanden sind, muss sofort berücksichtigt werden, dass die Anzahl der Drähte im Bündel ein Vielfaches der Anzahl der Transistoren sein muss – das Bündel muss durch die Anzahl der Leistungstransistoren geteilt werden, und das ist es auch sehr wünschenswert, um die fließenden Ströme gleichmäßig durch die Wicklung zu verteilen.
Nun, wir haben die Berechnungen irgendwie herausgefunden, Sie können mit dem Wickeln beginnen. Wenn es sich um einen Haushaltsring handelt, muss dieser vorbereitet werden, nämlich scharfe Ecken abzuschleifen, um die Isolierung des Wickeldrahtes nicht zu beschädigen. Anschließend wird der Ring mit einem dünnen Isolator isoliert – von der Verwendung von Isolierband ist für diese Zwecke abzuraten. Vinyl läuft aufgrund der Temperatur aus und der Stoff ist zu dick. Idealerweise - Fluorkunststoffband, aber Sie werden es nicht oft im Angebot sehen. Thermosktch - das Material ist nicht schlecht, aber es ist nicht sehr bequem, es aufzuwickeln, obwohl das Ergebnis nicht sehr schlecht sein wird, wenn man den Dreh raus hat. Früher habe ich ein Anti-Schwerkraft-Auto verwendet – ich habe es einfach mit einem Pinsel lackiert, trocknen lassen, erneut lackiert und so weiter in drei Schichten. Die mechanischen Eigenschaften sind nicht schlecht, und eine nicht große Durchbruchspannung dieser Isolierung hat keinen Einfluss auf die Arbeit – in unserem Fall ist die gesamte Spannung nicht groß. Zuerst wird die Sekundärwicklung gewickelt, da diese dünner ist und mehr Windungen enthält. Anschließend wird die Primärwicklung gewickelt. Beide Wicklungen werden gleichzeitig in zwei gefalteten Bündeln gewickelt – es ist sehr schwierig, einen Fehler bei der Anzahl der Windungen zu machen, die gleich sein sollten. Die Kabelbäume werden in der erforderlichen Reihenfolge aufgerufen und angeschlossen.

Wenn Sie zu faul zum Anrufen sind oder nicht genügend Zeit haben, können Sie die Bündel vor dem Aufwickeln in verschiedenen Farben bemalen. Es werden paarweise Permanentmarker unterschiedlicher Farbe gekauft, der Inhalt ihrer Farbbehälter wird regelrecht mit einem Lösungsmittel ausgewaschen und die Bündel werden dann direkt nach dem Auftragen mit dieser Farbe bedeckt. Die Farbe hält nicht sehr fest, aber selbst nachdem man sie von den Außendrähten des Bündels abgewischt hat, kann man die Farbe noch im Inneren des Bündels sehen.
Sie können die Wicklungsteile auf viele Arten auf der Platine befestigen, und dies muss nicht nur bei Wicklungsteilen erfolgen – auch hohe Elektrolyte durch ständiges Schütteln können sich von ihren Beinen lösen. Es ist also alles festgeklebt. Sie können Polyurethankleber, Fugenmörtel für Kraftfahrzeuge oder den gleichen Anti-Schwerkraft-Kleber verwenden. Der Reiz von Letzterem liegt darin, dass man es bei Bedarf zum Zerlegen etwas ansäuern kann – indem man einen reichlich mit Lösungsmittel 647 getränkten Lappen darauf legt, alles in eine Plastiktüte steckt und fünf bis sechs Stunden wartet. Anti-Kies aus Lösungsmitteldämpfen erweicht und lässt sich relativ leicht entfernen.
Das ist alles für Automobilkonverter. Kommen wir nun zu den Netzwerkkonvertern.
Für diejenigen, die einen unermüdlichen Wunsch haben, schlau zu sein: Ich habe etwas gesagt, aber ich habe nichts gesammelt. Ich werde sofort antworten. Ich teile tatsächlich meine Erfahrungen und prahle nicht damit, dass ich den Konverter zusammengebaut habe und es funktioniert. Was im Rahmen aufblitzte, waren entweder nicht erfolgreiche Optionen, die die endgültigen Messungen nicht bestanden, oder Prototypen, die demontiert werden mussten. Ich beschäftige mich nicht mit der Herstellung einzelner Geräte auf Bestellung, und wenn doch, dann sollte es zunächst einmal für mich persönlich interessant sein, sei es schaltungstechnisch oder materiell, aber hier muss ich sehr interessiert sein.

Nur das Wichtigste.
Versorgungsspannung 8–35 V (bis zu 40 V scheint möglich, wurde aber nicht getestet)
Möglichkeit, im Eintakt- und Zweitaktmodus zu arbeiten.

Im Einzelzyklusmodus beträgt die maximale Impulsdauer 96 % (nicht weniger als 4 % Totzeit).
Bei der Zweitaktversion darf die Dauer der Totzeit nicht weniger als 4 % betragen.
Durch Anlegen einer Spannung von 0 ... 3,3 V an Pin 4 können Sie die Totzeit einstellen. Und sorgen Sie für einen reibungslosen Start.
Es gibt eine eingebaute stabilisierte Referenzspannungsquelle von 5 V und einem Strom von bis zu 10 mA.
Es gibt einen eingebauten Schutz gegen niedrige Versorgungsspannung, der unter 5,5 ... 7 V (meistens 6,4 V) abschaltet. Das Problem ist, dass die Mosfets bei dieser Spannung bereits in den linearen Modus wechseln und durchbrennen ...
Es ist möglich, den Mikroschaltungsgenerator auszuschalten, indem der Rt-Ausgang (6) mit der Taste, der Referenzspannungsausgang (14) oder der Ct-Ausgang (5) mit Masse verbunden werden.

Betriebsfrequenz 1…300 kHz.

Zwei eingebaute „Fehler“-Operationsverstärker mit Verstärkung Ku=70..95 dB. Eingänge – Ausgänge (1); (2) und (15); (16). Die Ausgänge der Verstärker sind mit einem ODER-Glied verknüpft, also dasjenige an dessen Ausgang die Spannung größer ist und die Impulsdauer steuert. Einer der Eingänge des Komparators ist normalerweise mit der Referenzspannung (14) verbunden und der zweite - dort, wo er sein sollte ... Die Signalverzögerung im Verstärker beträgt 400 ns, sie sind nicht für den Betrieb innerhalb eines Zyklus ausgelegt.

Die Ausgangsstufen der Mikroschaltung laden mit einem durchschnittlichen Strom von 200 mA schnell die Eingangskapazität des Gates eines leistungsstarken Mosfet auf, sorgen jedoch nicht für dessen Entladung. innerhalb einer angemessenen Zeit. Hierzu ist ein externer Treiber erforderlich.

Ausgang (5) Kondensator C2 und Ausgang (6) Widerstände R3; R4 - Stellen Sie die Frequenz des internen Oszillators der Mikroschaltung ein. Im Push-Pull-Modus ist es durch 2 teilbar.

Es besteht die Möglichkeit der Synchronisation, Triggerung durch Eingangsimpulse.

Eintaktgenerator mit einstellbarer Frequenz und Einschaltdauer
Eintaktgenerator mit einstellbarer Frequenz und Einschaltdauer (Verhältnis von Impulsdauer zu Pausendauer). Mit Einzeltransistor-Ausgangstreiber. Dieser Modus wird implementiert, wenn Pin 13 mit einem gemeinsamen Strombus verbunden ist.

Schema 1)

Da die Mikroschaltung über zwei Ausgangsstufen verfügt, die in diesem Fall in Phase arbeiten, können sie parallel geschaltet werden, um den Ausgangsstrom zu erhöhen ... Oder nicht enthalten ... (in grün im Diagramm) Auch der Widerstand R7 ist nicht enthalten immer eingestellt.

Durch Messen der Spannung am Widerstand R10 mit einem Operationsverstärker können Sie den Ausgangsstrom begrenzen. Die Referenzspannung wird vom Teiler R5 dem zweiten Eingang zugeführt; R6. Nun, Sie verstehen, dass R10 erhitzt wird.

Kette C6; R11, auf (3) Bein, für mehr Stabilität angebracht, heißt es im Datenblatt, aber es funktioniert auch ohne. Der Transistor kann in NPN-Strukturen ausgeführt werden.

Schema (2)

Schema (3)

Eintaktgenerator mit einstellbarer Frequenz und Einschaltdauer. Mit zwei Transistor-Ausgangstreibern (Komplementärfolger).
Was kann ich sagen? Die Signalform ist besser, transiente Vorgänge in den Schaltmomenten werden reduziert, die Belastbarkeit ist höher und die thermischen Verluste sind geringer. Obwohl dies eine subjektive Meinung sein kann. Aber. Jetzt verwende ich nur noch zwei Transistortreiber. Ja, der Widerstand im Gate-Schaltkreis begrenzt die Geschwindigkeit der Schalttransienten.

Schema (4)

Und hier haben wir ein Diagramm eines typischen Boost-(Boost)-einstellbaren Single-Ended-Wandlers mit Spannungsregelung und Strombegrenzung.

Das Schema funktioniert, ich wollte mehrere Versionen ausprobieren. Die Ausgangsspannung hängt von der Windungszahl der Spule L1 ab, also vom Widerstandswert der Widerstände R7; R10; R11, die bei der Einstellung ausgewählt werden ... Die Spule selbst kann auf alles gewickelt werden. Größe – abhängig von der Leistung. Ring, W-Kern, auch nur auf der Rute. Aber es sollte nicht in die Sättigung gehen. Wenn der Ring aus Ferrit besteht, müssen Sie ihn daher mit einem Spalt ausschneiden und kleben. Große Ringe von Computer-Netzteilen funktionieren gut, man muss sie nicht zuschneiden, sie bestehen aus „Spritzeisen“, der Spalt ist bereits vorhanden. Wenn der Kern Ш-förmig ist – wir stellen einen nichtmagnetischen Spalt ein, werden sie mit einem kurzen durchschnittlichen Kern geliefert – diese haben bereits einen Spalt. Kurz gesagt, wir wickeln mit einem dicken Kupfer- oder Montagedraht (0,5–1,0 mm, je nach Leistung) und die Anzahl der Windungen beträgt 10 oder mehr (je nachdem, welche Spannung wir erhalten möchten). Wir schließen die Last an die geplante Spannung geringer Leistung an. Wir verbinden unsere Kreation über eine leistungsstarke Lampe mit der Batterie. Wenn die Lampe nicht bei voller Hitze aufleuchtet, nehmen wir ein Voltmeter und ein Oszilloskop ...

Wir wählen die Widerstände R7; R10; R11 und die Windungszahl der Spule L1, um die vorgesehene Spannung an der Last zu erreichen.

Induktor Dr1 - 5 ... 10 Windungen mit einem dicken Draht auf einem beliebigen Kern. Ich habe sogar Optionen gesehen, bei denen L1 und Dr1 auf demselben Kern gewickelt sind. Ich habe es nicht selbst überprüft.

Schema (5)

Dabei handelt es sich ebenfalls um eine echte Hochsetzstellerschaltung, mit der sich beispielsweise ein Laptop über eine Autobatterie aufladen lässt. Der Komparator an den Eingängen (15); (16) überwacht die Spannung der „Spender“-Batterie und schaltet den Wandler ab, wenn die Spannung an ihm unter den ausgewählten Schwellenwert fällt.

Kette C8; R12; VD2 – der sogenannte Snubber – soll induktive Überspannungen unterdrücken. Es spart beispielsweise einen Niederspannungs-MOSFET, der IRF3205 kann, wenn ich mich nicht irre, (Drain – Source) bis zu 50 V aushalten. Es verringert jedoch die Effizienz erheblich. Sowohl die Diode als auch der Widerstand werden ordentlich erwärmt. Dies erhöht die Zuverlässigkeit. In einigen Modi (Schaltkreisen) brennt ein leistungsstarker Transistor ohne ihn einfach sofort durch. Und manchmal geht es ohne all das ... Da muss man aufs Oszilloskop schauen ...

Schema (6)

Zweitakt-Hauptgenerator.
Verschiedene Ausführungs- und Anpassungsmöglichkeiten.
Auf den ersten Blick lässt sich die große Vielfalt an Schaltschemata auf eine viel bescheidenere Anzahl wirklich funktionierender Schemata reduzieren ... Das erste, was ich normalerweise mache, wenn ich ein „schlaues“ Schema sehe, ist, es in meinem gewohnten Standard neu zu zeichnen. Früher hieß es GOST. Jetzt ist nicht klar, wie man zeichnet, was die Wahrnehmung extrem erschwert. Und verbirgt Fehler. Ich glaube, das geschieht oft mit Absicht.
Master-Oszillator für Halbbrücke oder Brücke. Dies ist der einfachste Generator. Pulsdauer und Frequenz werden manuell eingestellt. Der Optokoppler am (3) Bein kann auch die Dauer anpassen, allerdings ist die Einstellung sehr scharf. Früher habe ich den Betrieb des Mikroschaltkreises unterbrochen. Einige „Leuchten“ sagen, dass es unmöglich ist, den Ausgang (3) zu steuern, da die Mikroschaltung durchbrennt, aber meine Erfahrung bestätigt die Effizienz dieser Lösung. Es wurde übrigens erfolgreich in einem Schweißinverter eingesetzt.

Nikolay Petrushov

TL494, was ist das für ein „Biest“?

TL494 (Texas Instruments) ist wahrscheinlich der am weitesten verbreitete PWM-Controller, auf dessen Grundlage der Großteil der Computer-Netzteile und Leistungsteile verschiedener Haushaltsgeräte erstellt wurde.
Und mittlerweile ist diese Mikroschaltung bei Funkamateuren, die Schaltnetzteile bauen, sehr beliebt. Das inländische Analogon dieser Mikroschaltung ist M1114EU4 (KR1114EU4). Darüber hinaus produzieren verschiedene ausländische Unternehmen diese Mikroschaltung unter unterschiedlichen Namen. Zum Beispiel IR3M02 (Sharp), KA7500 (Samsung), MB3759 (Fujitsu). Es ist alles derselbe Chip.
Ihr Alter ist viel jünger als TL431. Die Produktion durch Texas Instruments begann Ende der 90er bis Anfang der 2000er Jahre.
Versuchen wir gemeinsam herauszufinden, was es ist und was für ein „Biest“ es ist? Wir werden den TL494-Chip (Texas Instruments) in Betracht ziehen.

Schauen wir uns also zunächst an, was drin ist.

Verbindung.

Es beinhaltet:
- Sägezahnspannungsgenerator (GPN);
- Komparator zur Einstellung der Totzeit (DA1);
- PWM-Einstellkomparator (DA2);
- Fehlerverstärker 1 (DA3), hauptsächlich für Spannung verwendet;
- Fehlerverstärker 2 (DA4), der hauptsächlich vom Strombegrenzungssignal verwendet wird;
- eine stabile Referenzspannungsquelle (ION) bei 5 V mit einem externen Ausgang 14;
- Steuerkreis der Endstufe.

Dann werden wir natürlich alle seine Komponenten betrachten und versuchen herauszufinden, wofür das alles ist und wie es funktioniert, aber zuerst müssen wir seine Betriebsparameter (Eigenschaften) angeben.

Optionen	Mindest.	Max.	Einheit Ändern
V CC Versorgungsspannung	7	40	IN
V I Eingangsspannung des Verstärkers	-0,3	VCC-2	IN
V O Kollektorspannung		40	IN
Kollektorstrom (jeder Transistor)		200	mA
Rückkopplungsstrom		0,3	mA
f OSC Oszillatorfrequenz	1	300	kHz
C T Generatorkondensator	0,47	10000	nF
R T Widerstand des Generatorwiderstands	1,8	500	kOhm
T A Betriebstemperatur TL494C TL494I	0	70	°C
	-40	85	°C

Seine begrenzenden Eigenschaften sind wie folgt;

Versorgungsspannung................................................ .....41V

Verstärkereingangsspannung................................(Vcc+0,3)V

Kollektorausgangsspannung................................41V

Kollektorausgangsstrom................................................ .....250mA

Gesamtverlustleistung im Dauerbetrieb...1W

Die Position und der Zweck der Pins der Mikroschaltung.

Fazit 1

Dies ist der nichtinvertierende (positive) Eingang des Fehlerverstärkers 1.
Wenn die Eingangsspannung niedriger ist als die Spannung an Pin 2, liegt am Ausgang dieses Fehlerverstärkers 1 keine Spannung an (der Ausgang ist niedrig) und es hat keinen Einfluss auf die Breite (Arbeitszyklus). der Ausgangsimpulse.
Wenn die Spannung an diesem Pin höher ist als an Pin 2, dann erscheint am Ausgang dieses Verstärkers 1 Spannung (der Ausgang von Verstärker 1 hat einen hohen Pegel) und die Breite (Arbeitszyklus) der Ausgangsimpulse nimmt ab mehr, desto höher ist die Ausgangsspannung dieses Verstärkers (maximal 3,3 Volt).

Fazit 2

Dies ist der invertierende (negative) Eingang des Fehlerverstärkers 1.
Wenn die Eingangsspannung an diesem Pin höher ist als an Pin 1, tritt am Ausgang des Verstärkers kein Spannungsfehler auf (der Ausgang ist niedrig) und es hat keinen Einfluss auf die Breite (Arbeitszyklus) der Ausgangsimpulse.
Wenn die Spannung an diesem Pin niedriger ist als an Pin 1, ist der Ausgang des Verstärkers hoch.

Der Fehlerverstärker ist ein herkömmlicher Operationsverstärker mit einer Verstärkung in der Größenordnung von = 70..95 dB für Gleichspannung (Ku = 1 bei einer Frequenz von 350 kHz). Der Eingangsspannungsbereich des Operationsverstärkers reicht von -0,3 V bis zur Versorgungsspannung minus 2 V. Das heißt, die maximale Eingangsspannung muss mindestens zwei Volt niedriger sein als die Versorgungsspannung.

Fazit 3

Dies sind die Ausgänge der Fehlerverstärker 1 und 2, die über Dioden (ODER-Schaltung) mit diesem Ausgang verbunden sind. Wenn die Spannung am Ausgang eines Verstärkers von niedrig auf hoch wechselt, geht sie auch an Pin 3 auf hoch.
Wenn die Spannung an diesem Pin 3,3 V überschreitet, verschwinden die Impulse am Ausgang der Mikroschaltung (Null-Arbeitszyklus).
Liegt die Spannung an diesem Pin nahe bei 0 V, ist die Dauer der Ausgangsimpulse (Tastverhältnis) maximal.

Pin 3 wird normalerweise zur Rückmeldung an Verstärker verwendet, bei Bedarf kann Pin 3 jedoch auch als Eingang zur Impulsbreitenvariation verwendet werden.
Wenn die Spannung hoch ist (> ~ 3,5 V), gibt es am Ausgang des MS keine Impulse. Das Netzteil startet unter keinen Umständen.

Fazit 4

Es steuert den Änderungsbereich der „Totzeit“ (engl. Dead-Time Control), im Prinzip ist dies der gleiche Arbeitszyklus.
Wenn die Spannung darauf nahe bei 0 V liegt, weist der Ausgang der Mikroschaltung sowohl die minimal mögliche als auch die maximale Impulsbreite auf, die jeweils durch andere Eingangssignale (Fehlerverstärker, Pin 3) eingestellt werden können.
Wenn die Spannung an diesem Pin etwa 1,5 V beträgt, beträgt die Breite der Ausgangsimpulse etwa 50 % ihrer maximalen Breite.
Wenn die Spannung an diesem Pin 3,3 V überschreitet, liegen am Ausgang des MS keine Impulse an. Das Netzteil startet unter keinen Umständen.
Man sollte jedoch nicht vergessen, dass mit zunehmender „Totzeit“ der PWM-Einstellbereich abnimmt.

Durch Ändern der Spannung an Pin 4 können Sie eine feste Breite der „Totzeit“ (R-R-Teiler) einstellen und einen Sanftanlaufmodus im Netzteil implementieren ( R-C-Kette), ermöglichen eine Fernabschaltung des MS (Taste), und Sie können diesen Ausgang auch als linearen Steuereingang verwenden.

Betrachten wir (für diejenigen, die es nicht wissen), was „tote“ Zeit ist und wozu sie dient.
Beim Betrieb einer Push-Pull-Stromversorgungsschaltung werden abwechselnd Impulse von den Ausgängen der Mikroschaltung an die Basen (Gates) der Ausgangstransistoren geleitet. Da jeder Transistor ein Trägheitselement ist, kann er nicht sofort schließen (öffnen), wenn ein Signal von der Basis (Gate) des Ausgangstransistors entfernt (angelegt) wird. Und wenn Impulse ohne „Totzeit“ an die Ausgangstransistoren angelegt werden (d. h. ein Impuls wird von einem entfernt und sofort an den zweiten angelegt), kann ein Moment kommen, in dem ein Transistor keine Zeit zum Schließen hat, der zweite jedoch bereits geöffnet. Dann fließt der gesamte Strom (durch Strom genannt) unter Umgehung der Last (Transformatorwicklung) durch beide offenen Transistoren, und da er durch nichts begrenzt wird, fallen die Ausgangstransistoren sofort aus.
Um dies zu verhindern, ist es notwendig, dass nach dem Ende eines Impulses und vor Beginn des nächsten eine gewisse Zeit verstrichen ist, die für ein zuverlässiges Schließen des Ausgangstransistors ausreicht, von dessen Eingang das Steuersignal entfernt wurde.
Diese Zeit wird als „tote“ Zeit bezeichnet.

Ja, selbst wenn wir uns die Abbildung mit der Zusammensetzung der Mikroschaltung ansehen, sehen wir, dass Pin 4 über eine Spannungsquelle von 0,1-0,12 V mit dem Eingang des Totzeit-Einstellkomparators (DA1) verbunden ist. Warum wird das gemacht?
Dies geschieht lediglich, damit die maximale Breite (Arbeitszyklus) der Ausgangsimpulse niemals 100 % beträgt, um den sicheren Betrieb der Ausgangstransistoren (Ausgangstransistoren) zu gewährleisten.
Das heißt, wenn Sie Pin 4 auf eine gemeinsame Leitung „legen“, liegt am Eingang des Komparators DA1 immer noch keine Nullspannung an, sondern nur eine Spannung von genau diesem Wert (0,1-0,12 V) und Impulse von Der Sägezahnspannungsgenerator (GPN) erscheint nur dann am Ausgang der Mikroschaltung, wenn ihre Amplitude an Pin 5 diese Spannung überschreitet. Das heißt, die Mikroschaltung verfügt über eine feste maximale Einschaltdauer der Ausgangsimpulse, die 95–96 % für den Einzelzyklusbetrieb der Ausgangsstufe und 47,5–48 % für den Zweitaktbetrieb des Ausgangs nicht überschreitet Bühne.

Fazit 5

Dies ist der Ausgang des GPN. Er dient zum Anschluss eines zeiteinstellenden Kondensators Ct, dessen zweites Ende mit einem gemeinsamen Draht verbunden ist. Seine Kapazität wird üblicherweise zwischen 0,01 μF und 0,1 μF gewählt, abhängig von der Ausgangsfrequenz der FPG-Impulse des PWM-Controllers. In der Regel kommen hier hochwertige Kondensatoren zum Einsatz.
An diesem Pin kann einfach die Ausgangsfrequenz des GPN gesteuert werden. Der Bereich der Ausgangsspannung des Generators (die Amplitude der Ausgangsimpulse) liegt irgendwo im Bereich von 3 Volt.

Fazit 6

Es ist auch der Ausgang des GPN, an den ein Zeiteinstellwiderstand Rt angeschlossen werden soll, dessen zweites Ende mit einem gemeinsamen Draht verbunden ist.
Die Werte von Rt und Ct bestimmen die Ausgangsfrequenz des GPN und werden nach der Formel für einen Einzelzyklusbetrieb berechnet;

Für einen Push-Pull-Betriebsmodus hat die Formel die folgende Form:

Bei PWM-Controllern anderer Hersteller wird die Frequenz nach der gleichen Formel berechnet, mit der Ausnahme, dass die Zahl 1 in 1,1 geändert werden muss.

Fazit 7

Es wird an die gemeinsame Leitung des Gerätestromkreises am PWM-Controller angeschlossen.

Fazit 8

Die Mikroschaltung verfügt über eine Ausgangsstufe mit zwei Ausgangstransistoren, die ihre Ausgangstasten sind. Die Kollektor- und Emitteranschlüsse dieser Transistoren sind frei, und daher können diese Transistoren je nach Bedarf in die Schaltung einbezogen werden, um sowohl mit einem gemeinsamen Emitter als auch einem gemeinsamen Kollektor zu arbeiten.
Abhängig von der Spannung an Pin 13 kann diese Endstufe sowohl im Gegentakt- als auch im Single-Cycle-Betrieb arbeiten. Im Single-Cycle-Betrieb können diese Transistoren parallel geschaltet werden, um den Laststrom zu erhöhen, was üblicherweise auch geschieht.
Pin 8 ist also der Kollektor-Pin von Transistor 1.

Fazit 9

Dies ist der Emitteranschluss von Transistor 1.

Fazit 10

Dies ist der Emitteranschluss von Transistor 2.

Fazit 11

Dies ist der Kollektor von Transistor 2.

Fazit 12

An diesen Pin wird das „Plus“ des TL494CN-Netzteils angeschlossen.

Fazit 13

Dies ist der Ausgang zur Auswahl der Betriebsart der Endstufe. Wenn dieser Pin mit Masse verbunden ist, arbeitet die Ausgangsstufe im Single-Ended-Modus. Die Ausgangssignale an den Ausgängen der Transistorschalter sind gleich.
Wenn Sie an diesen Pin eine Spannung von +5 V anlegen (Pins 13 und 14 miteinander verbinden), dann arbeiten die Ausgabetasten im Push-Pull-Modus. Die Ausgangssignale an den Anschlüssen der Transistorschalter sind phasenverschoben und die Frequenz der Ausgangsimpulse ist halb so hoch.

Fazit 14

Dies ist die Ausgabe des Stalls UND Quelle UM Porno H Spannung (ION), mit einer Ausgangsspannung von +5 V und einem Ausgangsstrom von bis zu 10 mA, die als Referenz zum Vergleich in Fehlerverstärkern und für andere Zwecke verwendet werden kann.

Fazit 15

Es funktioniert genau wie Pin 2. Wenn kein zweiter Fehlerverstärker verwendet wird, wird Pin 15 einfach mit Pin 14 (+5V Referenz) verbunden.

Fazit 16

Er funktioniert auf die gleiche Weise wie Pin 1. Wenn der zweite Fehlerverstärker nicht verwendet wird, wird er normalerweise an die gemeinsame Leitung (Pin 7) angeschlossen.
Wenn Pin 15 mit +5 V und Pin 16 mit Masse verbunden ist, gibt es keine Ausgangsspannung vom zweiten Verstärker, sodass dies keinen Einfluss auf den Betrieb des Chips hat.

Das Funktionsprinzip der Mikroschaltung.

Wie funktioniert der TL494-PWM-Controller?
Oben haben wir den Zweck der Pins dieser Mikroschaltung und ihre Funktion im Detail untersucht.
Wenn man das alles sorgfältig analysiert, wird daraus deutlich, wie dieser Chip funktioniert. Aber ich werde noch einmal ganz kurz das Funktionsprinzip beschreiben.

Wenn die Mikroschaltung normalerweise eingeschaltet ist und mit Strom versorgt wird (Minus an Pin 7, Plus an Pin 12), beginnt der GPN, Sägezahnimpulse mit einer Amplitude von etwa 3 Volt zu erzeugen, deren Frequenz vom angeschlossenen C und abhängt R an die Pins 5 und 6 der Mikroschaltung.
Wenn der Wert der Steuersignale (an den Pins 3 und 4) weniger als 3 Volt beträgt, erscheinen auf den Ausgangstasten der Mikroschaltung rechteckige Impulse, deren Breite (Arbeitszyklus) vom Wert der Steuersignale an den Pins abhängt 3 und 4.
Das heißt, die Mikroschaltung vergleicht die positive Sägezahnspannung vom Kondensator Ct (C1) mit einem der beiden Steuersignale.
Die Logikschaltungen zur Steuerung der Ausgangstransistoren VT1 und VT2 öffnen diese nur, wenn die Spannung der Sägezahnimpulse höher ist als die Steuersignale. Und je größer dieser Unterschied ist, desto breiter ist der Ausgangsimpuls (größeres Tastverhältnis).
Die Steuerspannung an Pin 3 wiederum hängt von den Signalen an den Eingängen von Operationsverstärkern (Fehlerverstärkern) ab, die wiederum die Ausgangsspannung und den Ausgangsstrom des Netzteils steuern können.

Somit führt eine Erhöhung oder Verringerung des Wertes eines Steuersignals zu einer linearen Verringerung bzw. Erhöhung der Breite der Spannungsimpulse an den Ausgängen der Mikroschaltung.
Als Steuersignale können, wie oben erwähnt, die Spannung von Pin 4 (Totzeitsteuerung), die Eingänge von Fehlerverstärkern oder der Feedback-Signaleingang direkt von Pin 3 verwendet werden.

Theorie ist, wie man sagt, Theorie, aber es wird viel besser sein, das alles in der Praxis zu sehen und zu „fühlen“, also bauen wir den folgenden Schaltplan auf dem Steckbrett zusammen und sehen aus erster Hand, wie das alles funktioniert.

Das einfachste und der schnelle Weg- Alles auf einem Steckbrett zusammenfügen. Ja, ich habe den KA7500-Chip installiert. Ich lege den Ausgang „13“ der Mikroschaltung auf einen gemeinsamen Draht, das heißt, unsere Ausgangstasten arbeiten im Einzelzyklusmodus (die Signale an den Transistoren sind gleich) und die Wiederholungsrate der Ausgangsimpulse wird entsprechend sein zur Frequenz der Sägezahnspannung des GPN.

Ich habe das Oszilloskop an folgende Testpunkte angeschlossen:
- Der erste Strahl an Pin „4“, um die Gleichspannung an diesem Pin zu steuern. Befindet sich in der Mitte des Bildschirms auf der Nulllinie. Empfindlichkeit - 1 Volt pro Teilung;
- Der zweite Strahl zum Ausgang „5“, um die Sägezahnspannung des GPN zu steuern. Es liegt ebenfalls auf der Nulllinie (beide Strahlen werden vereint) in der Mitte des Oszilloskops und mit gleicher Empfindlichkeit;
- Der dritte Strahl zum Ausgang des Mikroschaltkreises zum Ausgang „9“, um die Impulse am Ausgang des Mikroschaltkreises zu steuern. Die Empfindlichkeit des Strahls beträgt 5 Volt pro Teilung (0,5 Volt plus einem Teiler durch 10). Befindet sich am unteren Rand des Oszilloskop-Bildschirms.

Ich habe vergessen zu sagen, dass die Ausgangstasten der Mikroschaltung mit einem gemeinsamen Kollektor verbunden sind. Mit anderen Worten, nach dem Emitterfolger-Schema. Warum ein Repeater? Denn das Signal am Emitter des Transistors wiederholt exakt das Basissignal, sodass wir alles klar erkennen können.
Wenn Sie das Signal vom Kollektor des Transistors entfernen, wird es in Bezug auf das Basissignal invertiert (umgedreht).
Wir versorgen die Mikroschaltung mit Strom und sehen, was wir an den Ausgängen haben.

Auf dem vierten Bein haben wir Null (der Schieber des Trimmers befindet sich in seiner niedrigsten Position), der erste Strahl befindet sich auf der Nulllinie in der Mitte des Bildschirms. Fehlerverstärker funktionieren auch nicht.
Auf dem fünften Abschnitt sehen wir die Sägezahnspannung des GPN (zweiter Strahl) mit einer Amplitude von etwas mehr als 3 Volt.
Am Ausgang der Mikroschaltung (Pin 9) sehen wir Rechteckimpulse mit einer Amplitude von etwa 15 Volt und einer maximalen Breite (96 %). Die Punkte am unteren Bildschirmrand sind lediglich ein fester Arbeitszyklus-Schwellenwert. Um es besser sichtbar zu machen, schalten Sie die Dehnung am Oszilloskop ein.

Nun, jetzt können Sie es besser sehen. Genau zu diesem Zeitpunkt sinkt die Impulsamplitude auf Null und der Ausgangstransistor ist für diese kurze Zeit geschlossen. Nullpegel für diesen Strahl am unteren Bildschirmrand.
Nun, legen wir Spannung an Pin 4 an und sehen, was wir bekommen.

An Pin „4“ stelle ich mit einem Trimmerwiderstand eine konstante Spannung von 1 Volt ein, der erste Strahl stieg um eine Teilung (eine gerade Linie auf dem Oszilloskopbildschirm). Was sehen wir? Die Totzeit hat zugenommen (Arbeitszyklus hat abgenommen), dies wird durch eine gepunktete Linie am unteren Bildschirmrand angezeigt. Das heißt, der Ausgangstransistor ist für etwa die Hälfte der Dauer des Impulses selbst eine Zeit lang geschlossen.
Fügen wir mit einem Abstimmwiderstand ein weiteres Volt zum Pin „4“ der Mikroschaltung hinzu.

Wir sehen, dass der erste Strahl um eine Teilung nach oben gestiegen ist, die Dauer der Ausgangsimpulse noch kürzer geworden ist (1/3 der Dauer des gesamten Impulses) und die Totzeit (Schließzeit des Ausgangstransistors) sich auf erhöht hat zwei Drittel. Das heißt, es ist deutlich zu erkennen, dass die Logik der Mikroschaltung den Pegel des GPN-Signals mit dem Pegel des Steuersignals vergleicht und nur das GPN-Signal an den Ausgang weitergibt, dessen Pegel höher als der des Steuersignals ist.

Um es noch deutlicher zu machen: Die Dauer (Breite) der Ausgangsimpulse des Mikroschaltkreises ist dieselbe wie die Dauer (Breite) der Sägezahnspannungs-Ausgangsimpulse, die über dem Pegel des Steuersignals liegen (über einer geraden Linie auf dem Oszilloskop-Bildschirm).

Fahren Sie fort und fügen Sie ein weiteres Volt an Pin „4“ der Mikroschaltung hinzu. Was sehen wir? Am Ausgang der Mikroschaltung entstehen sehr kurze Impulse, die ungefähr die gleiche Breite haben wie diejenigen, die über die Gerade der Spitze der Sägezahnspannung hinausragen. Schalten Sie die Dehnung am Oszilloskop ein, damit der Puls besser sichtbar ist.

Hier sehen wir einen kurzen Impuls, während dessen der Ausgangstransistor geöffnet und die restliche Zeit (unterste Zeile auf dem Bildschirm) geschlossen ist.
Versuchen wir nun, die Spannung an Pin „4“ noch weiter anzuheben. Die Spannung am Ausgang stellen wir mit einem Trimmerwiderstand oberhalb des Niveaus der Sägezahnspannung des GPN ein.

Nun, das war's, das Netzteil wird bei uns nicht mehr funktionieren, da der Ausgang völlig „ruhig“ ist. Es gibt keine Ausgangsimpulse, da wir am Steuerpin „4“ einen konstanten Spannungspegel von mehr als 3,3 Volt haben.
Genau das Gleiche passiert, wenn Sie ein Steuersignal an Pin „3“ oder an eine Art Fehlerverstärker anlegen. Wenn Sie interessiert sind, können Sie sich selbst davon überzeugen. Wenn außerdem die Steuersignale gleichzeitig an allen Steuerausgängen anliegen und die Mikroschaltung steuern (vorherrschen), wird von diesem Steuerausgang ein Signal ausgegeben, dessen Amplitude größer ist.

Versuchen wir nun, den Ausgang „13“ vom gemeinsamen Kabel zu trennen und an den Ausgang „14“ anzuschließen, d. h. den Betriebsmodus der Ausgangstasten von Einzelzyklus auf Doppelzyklus umzustellen. Mal sehen, was wir tun können.

Mit einem Trimmer bringen wir die Spannung an Pin „4“ wieder auf Null. Wir schalten den Strom ein. Was sehen wir?
Am Ausgang der Mikroschaltung liegen ebenfalls Rechteckimpulse maximaler Dauer vor, deren Wiederholungsrate jedoch halb so hoch ist wie die Frequenz von Sägezahnimpulsen.
Die gleichen Impulse liegen am zweiten Schlüsseltransistor der Mikroschaltung (Pin 10), mit dem einzigen Unterschied, dass sie relativ zu diesen um 180 Grad zeitlich verschoben sind.
Es gibt auch einen maximalen Duty-Cycle-Schwellenwert (2 %). Da es nun nicht mehr sichtbar ist, müssen Sie den 4. Strahl des Oszilloskops anschließen und die beiden Ausgangssignale miteinander kombinieren. Die vierte Sonde ist nicht zur Hand, also habe ich sie nicht gemacht. Wer möchte, kann sich selbst davon überzeugen.

In diesem Modus funktioniert die Mikroschaltung genauso wie im Einzelzyklusmodus, mit dem einzigen Unterschied, dass die maximale Dauer der Ausgangsimpulse hier 48 % der Gesamtimpulsdauer nicht überschreitet.
Wir werden diesen Modus also noch lange nicht betrachten, sondern einfach sehen, was für Impulse wir bei einer Spannung an Pin „4“ von zwei Volt haben werden.

Wir erhöhen die Spannung mit einem Abstimmwiderstand. Die Breite der Ausgangsimpulse hat sich auf 1/6 der Gesamtimpulsdauer verringert, also auch genau doppelt so viel wie bei der Einzelzyklus-Betriebsart der Ausgangsschalter (dort 1/3).
Am Ausgang des zweiten Transistors (Pin 10) liegen die gleichen Impulse an, nur zeitlich um 180 Grad verschoben.
Nun, im Prinzip haben wir die Funktionsweise des PWM-Controllers analysiert.

Mehr zum Fazit „4“. Wie bereits erwähnt, kann dieser Pin zum „Sanftstarten“ der Stromversorgung verwendet werden. Wie organisiert man es?
Sehr einfach. Schließen Sie dazu die RC-Kette an den Ausgang „4“ an. Hier ist ein Beispiel für ein Diagrammfragment:

Wie funktioniert hier „Softstart“? Schauen wir uns das Diagramm an. Der Kondensator C1 ist über den Widerstand R5 mit ION (+5 Volt) verbunden.
Wenn der Mikroschaltkreis (Pin 12) mit Strom versorgt wird, erscheinen an Pin 14 +5 Volt. Der Kondensator C1 beginnt sich aufzuladen. Der Ladestrom des Kondensators fließt durch den Widerstand R5, im Moment des Einschaltens ist er maximal (der Kondensator ist entladen) und am Widerstand entsteht ein Spannungsabfall von 5 Volt, der am Ausgang „4“ anliegt. Diese Spannung verhindert, wie wir bereits aus Erfahrung herausgefunden haben, den Durchgang von Impulsen zum Ausgang der Mikroschaltung.
Wenn sich der Kondensator auflädt, nimmt der Ladestrom ab und der Spannungsabfall am Widerstand nimmt entsprechend ab. Auch die Spannung an Pin „4“ nimmt ab und am Ausgang der Mikroschaltung treten Impulse auf, deren Dauer allmählich zunimmt (wenn sich der Kondensator auflädt). Wenn der Kondensator vollständig geladen ist, stoppt der Ladestrom, die Spannung an Pin „4“ geht nahe Null und Pin „4“ hat keinen Einfluss mehr auf die Dauer der Ausgangsimpulse. Das Netzteil geht in seinen Betriebsmodus.
Natürlich haben Sie vermutet, dass die Startzeit des Netzteils (seine Ausgabe in den Betriebsmodus) vom Wert des Widerstands und des Kondensators abhängt und durch deren Auswahl diese Zeit reguliert werden kann.

Nun, das ist in Kürze die ganze Theorie und Praxis, und hier gibt es nichts besonders Kompliziertes, und wenn Sie die Funktionsweise dieser PWM verstehen und verstehen, wird es Ihnen nicht schwer fallen, die Arbeit anderer PWMs zu verstehen und zu verstehen.

Ich wünsche euch allen viel Glück.

Nur das Wichtigste.
Versorgungsspannung 8–35 V (bis zu 40 V scheint möglich, wurde aber nicht getestet)
Möglichkeit, im Eintakt- und Zweitaktmodus zu arbeiten.

Im Einzelzyklusmodus beträgt die maximale Impulsdauer 96 % (nicht weniger als 4 % Totzeit).
Bei der Zweitaktversion darf die Dauer der Totzeit nicht weniger als 4 % betragen.
Durch Anlegen einer Spannung von 0 ... 3,3 V an Pin 4 können Sie die Totzeit einstellen. Und sorgen Sie für einen reibungslosen Start.
Es gibt eine eingebaute stabilisierte Referenzspannungsquelle von 5 V und einem Strom von bis zu 10 mA.
Es gibt einen eingebauten Schutz gegen niedrige Versorgungsspannung, der unter 5,5 ... 7 V (meistens 6,4 V) abschaltet. Das Problem ist, dass die Mosfets bei dieser Spannung bereits in den linearen Modus wechseln und durchbrennen ...
Es ist möglich, den Mikroschaltungsgenerator auszuschalten, indem der Rt-Ausgang (6) mit der Taste, der Referenzspannungsausgang (14) oder der Ct-Ausgang (5) mit Masse verbunden werden.

Betriebsfrequenz 1…300 kHz.

Zwei eingebaute „Fehler“-Operationsverstärker mit Verstärkung Ku=70..95 dB. Eingänge – Ausgänge (1); (2) und (15); (16). Die Ausgänge der Verstärker sind mit einem ODER-Glied verknüpft, also dasjenige an dessen Ausgang die Spannung größer ist und die Impulsdauer steuert. Einer der Eingänge des Komparators ist normalerweise mit der Referenzspannung (14) verbunden und der zweite - dort, wo er sein sollte ... Die Signalverzögerung im Verstärker beträgt 400 ns, sie sind nicht für den Betrieb innerhalb eines Zyklus ausgelegt.

Die Ausgangsstufen der Mikroschaltung laden mit einem durchschnittlichen Strom von 200 mA schnell die Eingangskapazität des Gates eines leistungsstarken Mosfet auf, sorgen jedoch nicht für dessen Entladung. innerhalb einer angemessenen Zeit. Hierzu ist ein externer Treiber erforderlich.

Ausgang (5) Kondensator C2 und Ausgang (6) Widerstände R3; R4 - Stellen Sie die Frequenz des internen Oszillators der Mikroschaltung ein. Im Push-Pull-Modus ist es durch 2 teilbar.

Es besteht die Möglichkeit der Synchronisation, Triggerung durch Eingangsimpulse.

Eintaktgenerator mit einstellbarer Frequenz und Einschaltdauer
Eintaktgenerator mit einstellbarer Frequenz und Einschaltdauer (Verhältnis von Impulsdauer zu Pausendauer). Mit Einzeltransistor-Ausgangstreiber. Dieser Modus wird implementiert, wenn Pin 13 mit einem gemeinsamen Strombus verbunden ist.

Schema 1)

Da die Mikroschaltung über zwei Ausgangsstufen verfügt, die in diesem Fall in Phase arbeiten, können sie parallel geschaltet werden, um den Ausgangsstrom zu erhöhen ... Oder nicht enthalten ... (in grün im Diagramm) Auch der Widerstand R7 ist nicht enthalten immer eingestellt.

Durch Messen der Spannung am Widerstand R10 mit einem Operationsverstärker können Sie den Ausgangsstrom begrenzen. Die Referenzspannung wird vom Teiler R5 dem zweiten Eingang zugeführt; R6. Nun, Sie verstehen, dass R10 erhitzt wird.

Kette C6; R11, auf (3) Bein, für mehr Stabilität angebracht, heißt es im Datenblatt, aber es funktioniert auch ohne. Der Transistor kann in NPN-Strukturen ausgeführt werden.

Schema (2)

Schema (3)

Eintaktgenerator mit einstellbarer Frequenz und Einschaltdauer. Mit zwei Transistor-Ausgangstreibern (Komplementärfolger).
Was kann ich sagen? Die Signalform ist besser, transiente Vorgänge in den Schaltmomenten werden reduziert, die Belastbarkeit ist höher und die thermischen Verluste sind geringer. Obwohl dies eine subjektive Meinung sein kann. Aber. Jetzt verwende ich nur noch zwei Transistortreiber. Ja, der Widerstand im Gate-Schaltkreis begrenzt die Geschwindigkeit der Schalttransienten.

Schema (4)

Und hier haben wir ein Diagramm eines typischen Boost-(Boost)-einstellbaren Single-Ended-Wandlers mit Spannungsregelung und Strombegrenzung.

Das Schema funktioniert, ich wollte mehrere Versionen ausprobieren. Die Ausgangsspannung hängt von der Windungszahl der Spule L1 ab, also vom Widerstandswert der Widerstände R7; R10; R11, die bei der Einstellung ausgewählt werden ... Die Spule selbst kann auf alles gewickelt werden. Größe – abhängig von der Leistung. Ring, W-Kern, auch nur auf der Rute. Aber es sollte nicht in die Sättigung gehen. Wenn der Ring aus Ferrit besteht, müssen Sie ihn daher mit einem Spalt ausschneiden und kleben. Große Ringe von Computer-Netzteilen funktionieren gut, man muss sie nicht zuschneiden, sie bestehen aus „Spritzeisen“, der Spalt ist bereits vorhanden. Wenn der Kern Ш-förmig ist – wir stellen einen nichtmagnetischen Spalt ein, werden sie mit einem kurzen durchschnittlichen Kern geliefert – diese haben bereits einen Spalt. Kurz gesagt, wir wickeln mit einem dicken Kupfer- oder Montagedraht (0,5–1,0 mm, je nach Leistung) und die Anzahl der Windungen beträgt 10 oder mehr (je nachdem, welche Spannung wir erhalten möchten). Wir schließen die Last an die geplante Spannung geringer Leistung an. Wir verbinden unsere Kreation über eine leistungsstarke Lampe mit der Batterie. Wenn die Lampe nicht bei voller Hitze aufleuchtet, nehmen wir ein Voltmeter und ein Oszilloskop ...

Wir wählen die Widerstände R7; R10; R11 und die Windungszahl der Spule L1, um die vorgesehene Spannung an der Last zu erreichen.

Induktor Dr1 - 5 ... 10 Windungen mit einem dicken Draht auf einem beliebigen Kern. Ich habe sogar Optionen gesehen, bei denen L1 und Dr1 auf demselben Kern gewickelt sind. Ich habe es nicht selbst überprüft.

Schema (5)

Dabei handelt es sich ebenfalls um eine echte Hochsetzstellerschaltung, mit der sich beispielsweise ein Laptop über eine Autobatterie aufladen lässt. Der Komparator an den Eingängen (15); (16) überwacht die Spannung der „Spender“-Batterie und schaltet den Wandler ab, wenn die Spannung an ihm unter den ausgewählten Schwellenwert fällt.

Kette C8; R12; VD2 – der sogenannte Snubber – soll induktive Überspannungen unterdrücken. Es spart beispielsweise einen Niederspannungs-MOSFET, der IRF3205 kann, wenn ich mich nicht irre, (Drain – Source) bis zu 50 V aushalten. Es verringert jedoch die Effizienz erheblich. Sowohl die Diode als auch der Widerstand werden ordentlich erwärmt. Dies erhöht die Zuverlässigkeit. In einigen Modi (Schaltkreisen) brennt ein leistungsstarker Transistor ohne ihn einfach sofort durch. Und manchmal geht es ohne all das ... Da muss man aufs Oszilloskop schauen ...

Schema (6)

Zweitakt-Hauptgenerator.
Verschiedene Ausführungs- und Anpassungsmöglichkeiten.
Auf den ersten Blick lässt sich die große Vielfalt an Schaltschemata auf eine viel bescheidenere Anzahl wirklich funktionierender Schemata reduzieren ... Das erste, was ich normalerweise mache, wenn ich ein „schlaues“ Schema sehe, ist, es in meinem gewohnten Standard neu zu zeichnen. Früher hieß es GOST. Jetzt ist nicht klar, wie man zeichnet, was die Wahrnehmung extrem erschwert. Und verbirgt Fehler. Ich glaube, das geschieht oft mit Absicht.
Master-Oszillator für Halbbrücke oder Brücke. Dies ist der einfachste Generator. Pulsdauer und Frequenz werden manuell eingestellt. Der Optokoppler am (3) Bein kann auch die Dauer anpassen, allerdings ist die Einstellung sehr scharf. Früher habe ich den Betrieb des Mikroschaltkreises unterbrochen. Einige „Leuchten“ sagen, dass es unmöglich ist, den Ausgang (3) zu steuern, da die Mikroschaltung durchbrennt, aber meine Erfahrung bestätigt die Effizienz dieser Lösung. Es wurde übrigens erfolgreich in einem Schweißinverter eingesetzt.

Schalten Sie die Stromversorgung auf TL494 und IR2110 ein

Die meisten Kfz- und Netzwerkspannungswandler basieren auf einem speziellen TL494-Controller, und da es sich um den Hauptcontroller handelt, wäre es unfair, nicht kurz auf das Funktionsprinzip einzugehen.
Der TL494-Controller ist ein DIP16-Kunststoffgehäuse (es gibt Optionen für ein planares Gehäuse, es wird jedoch in diesen Designs nicht verwendet). Das Funktionsdiagramm des Reglers ist in Abb.1 dargestellt.

Abbildung 1 – Blockdiagramm des TL494-Chips.

Wie aus der Abbildung hervorgeht, verfügt die Mikroschaltung TL494 über sehr entwickelte Steuerschaltungen, die es ermöglicht, auf ihrer Basis Konverter für nahezu alle Anforderungen zu bauen, aber zunächst ein paar Worte zu den Funktionseinheiten der Steuerung.
ION- und Unterspannungsschutzschaltungen. Der Schaltkreis schaltet sich ein, wenn die Stromversorgung den Schwellenwert von 5,5 bis 7,0 V (typischer Wert 6,4 V) erreicht. Bis zu diesem Punkt deaktivieren die internen Steuerbusse den Betrieb des Generators und des Logikteils der Schaltung. Leerlaufstrom bei +15V Versorgungsspannung (Ausgangstransistoren deaktiviert) nicht mehr als 10 mA. ION +5V (+4,75..+5,25 V, Ausgangsstabilisierung nicht schlechter als +/- 25 mV) liefert einen Ausgangsstrom von bis zu 10 mA. Es ist möglich, das ION nur mit einem NPN-Emitterfolger zu verstärken (siehe TI, Seiten 19-20), aber die Spannung am Ausgang eines solchen „Stabilisators“ hängt stark vom Laststrom ab.
Generator erzeugt am Timing-Kondensator Ct (Pin 5) eine Sägezahnspannung von 0..+3,0V (Amplitude eingestellt durch ION) für TL494 Texas Instruments und 0...+2,8V für TL494 Motorola (was können wir von anderen erwarten?) , jeweils für TI F =1,0/(RtCt), für Motorola F=1,1/(RtCt).
Zulässige Betriebsfrequenzen von 1 bis 300 kHz, wobei der empfohlene Bereich Rt = 1...500kΩ, Ct=470pF...10uF ist. In diesem Fall beträgt die typische Temperaturdrift der Frequenz (natürlich ohne Berücksichtigung der Drift angeschlossener Komponenten) +/-3 %, und die Frequenzdrift in Abhängigkeit von der Versorgungsspannung liegt im gesamten zulässigen Bereich innerhalb von 0,1 % .
Zur Fernabschaltung Generator können Sie einen externen Schlüssel verwenden, um den Eingang Rt (6) mit dem Ausgang des ION zu verbinden, oder - Ct mit Masse zu verbinden. Bei der Wahl von Rt, Ct muss natürlich der Ableitwiderstand des offenen Schalters berücksichtigt werden.
Ruhephasen-Steuereingang (Arbeitszyklus) durch den Ruhephasenkomparator stellt die erforderliche Mindestpause zwischen Impulsen in den Zweigen der Schaltung ein. Dies ist sowohl notwendig, um einen Durchgangsstrom in den Leistungsstufen außerhalb des IC zu verhindern, als auch für den stabilen Betrieb des Triggers – die Schaltzeit des digitalen Teils des TL494 beträgt 200 ns. Das Ausgangssignal wird aktiviert, wenn die Säge an Ct die Spannung am Steuereingang 4 (DT) überschreitet. Bei Taktfrequenzen bis 150 kHz bei Nullsteuerspannung beträgt die Ruhephase = 3 % der Periode (äquivalenter Steuersignal-Offset 100..120 mV), bei hohen Frequenzen verlängert die eingebaute Korrektur die Ruhephase auf 200.. 300 ns.
Mit der DT-Eingangsschaltung ist es möglich, eine feste Ruhephase (R-R-Teiler), einen Sanftanlaufmodus (R-C) und eine Fernabschaltung (Taste) einzustellen und DT auch als linearen Steuereingang zu verwenden. Der Eingangskreis besteht aus pnp-Transistoren, sodass der Eingangsstrom (bis zu 1,0 µA) aus dem IC herausfließt und nicht in ihn hineinfließt. Der Strom ist ziemlich groß, daher sollten hochohmige Widerstände (nicht mehr als 100 kOhm) vermieden werden. Ein Beispiel für einen Überspannungsschutz mit einer 3-poligen Zenerdiode TL430 (431) finden Sie auf Seite 23 von TI.
Fehlerverstärker - tatsächlich Operationsverstärker mit Ku=70..95dB Gleichspannung (60 dB für frühe Serien), Ku=1 bei 350 kHz. Die Eingangsschaltkreise sind auf PNP-Transistoren aufgebaut, sodass der Eingangsstrom (bis zu 1,0 µA) aus dem IC herausfließt und nicht in ihn hineinfließt. Der Strom ist groß genug für den Operationsverstärker, die Vorspannung ebenfalls (bis zu 10 mV), daher sollten hochohmige Widerstände in Steuerkreisen (nicht mehr als 100 kOhm) vermieden werden. Dank der Verwendung von PNP-Eingängen reicht der Eingangsspannungsbereich jedoch von -0,3 V bis Vsupply-2 V
Bei Verwendung eines frequenzabhängigen RC-Betriebssystems ist zu beachten, dass der Ausgang der Verstärker tatsächlich Single-Ended ist (serielle Diode!), sodass das Laden der Kapazität (nach oben) diese auflädt, und nach unten – es wird lange dauern entladen. Die Spannung an diesem Ausgang liegt im Bereich von 0..+3,5V (etwas mehr als die Amplitude des Generators), dann fällt der Spannungskoeffizient stark ab und bei etwa 4,5V am Ausgang gehen die Verstärker in die Sättigung. Ebenso sollten niederohmige Widerstände im Ausgangskreis von Verstärkern (OS-Loops) vermieden werden.
Verstärker sind nicht dafür ausgelegt, innerhalb eines Zyklus der Betriebsfrequenz zu arbeiten. Mit einer Signallaufzeit innerhalb des Verstärkers von 400 ns sind sie dafür zu langsam und die Trigger-Steuerlogik lässt dies nicht zu (es würde zu Nebenimpulsen am Ausgang kommen). In realen PN-Schaltungen wird die Grenzfrequenz der OS-Schaltung in der Größenordnung von 200–10000 Hz gewählt.
Trigger- und Ausgangssteuerlogik - Bei einer Versorgungsspannung von mindestens 7V, wenn die Sägespannung am Generator größer ist als am Steuereingang DT und wenn die Sägespannung größer ist als an einem der Fehlerverstärker (unter Berücksichtigung der eingebauten Schwellenwerte und Offsets) - der Ausgang der Schaltung ist zulässig. Wenn der Generator vom Maximum auf Null zurückgesetzt wird, werden die Ausgänge deaktiviert. Ein Trigger mit zweiphasigem Ausgang teilt die Frequenz in zwei Hälften. Bei einer logischen 0 am Eingang 13 (Ausgangsmodus) werden die Triggerphasen durch ODER verknüpft und gleichzeitig beiden Ausgängen zugeführt, bei einer logischen 1 werden sie paraphasig jedem Ausgang separat zugeführt.
Ausgangstransistoren - NPN-Darlingtons mit eingebautem Wärmeschutz (jedoch ohne Stromschutz). Daher beträgt der minimale Spannungsabfall zwischen dem Kollektor (normalerweise am positiven Bus angeschlossen) und dem Emitter (an der Last) 1,5 V (typisch bei 200 mA), und in einer Schaltung mit gemeinsamem Emitter ist er etwas besser, typisch 1,1 V. Der maximale Ausgangsstrom (bei einem offenen Transistor) ist auf 500 mA begrenzt, die maximale Leistung für den gesamten Quarz beträgt 1W.
Schaltnetzteile ersetzen nach und nach ihre traditionellen Verwandten in der Tontechnik, da sie sowohl wirtschaftlich als auch insgesamt deutlich attraktiver erscheinen. Derselbe Faktor, den Schaltnetzteile zur Verzerrung des Verstärkers beitragen, nämlich das Auftreten zusätzlicher Obertöne, verliert vor allem aus zwei Gründen bereits an Bedeutung: Die moderne Elementbasis ermöglicht den Entwurf von Wandlern mit einer Wandlungsfrequenz deutlich über 40 kHz Daher erfolgt die durch die Stromversorgung eingeführte Stromversorgungsmodulation im Ultraschall. Darüber hinaus lässt sich eine höhere Netzfrequenz viel einfacher herausfiltern und durch den Einsatz von zwei L-förmigen LC-Filtern in den Stromkreisen wird die Welligkeit bei diesen Frequenzen bereits ausreichend geglättet.
Natürlich gibt es in diesem Fass Honig auch einen Wermutstropfen: Der Preisunterschied zwischen einem typischen Netzteil für eine Endstufe und einem Schaltnetzteil macht sich mit zunehmender Leistung dieses Geräts deutlicher bemerkbar, d.h. Je leistungsfähiger das Netzteil ist, desto rentabler ist es im Vergleich zu seinem typischen Gegenstück.
Und das ist noch nicht alles. Bei der Verwendung von Schaltnetzteilen müssen die Regeln für die Montage von Hochfrequenzgeräten beachtet werden, nämlich die Verwendung zusätzlicher Abschirmungen, die Zuführung einer gemeinsamen Leitung zu den Kühlkörpern des Leistungsteils sowie die korrekte Verkabelung der Erdung und der Verbindung von Abschirmgeflechten und -leitern.
Nach einem kleinen lyrischen Exkurs über die Eigenschaften von Schaltnetzteilen für Endstufen, der eigentliche Schaltplan eines 400W-Netzteils:

Bild 1. Schaltplan Schaltnetzteil für Leistungsverstärker bis 400 W
VERGRÖSSERUNG IN GUTER QUALITÄT

Der Steuercontroller in diesem Netzteil ist TL494. Natürlich gibt es für diese Aufgabe modernere ICs, aber wir verwenden diesen speziellen Controller aus zwei Gründen – er ist SEHR einfach zu bekommen. Bei den hergestellten Netzteilen TL494 von Texas Instruments wurden lange Zeit keine Qualitätsprobleme festgestellt. Der Fehlerverstärker wird vom OOS abgedeckt, wodurch ein relativ großer Koeffizient erreicht werden kann. Stabilisierung (Verhältnis der Widerstände R4 und R6).
Nach dem TL494-Controller gibt es einen Halbbrückentreiber IR2110, der tatsächlich die Gates von Leistungstransistoren steuert. Durch den Einsatz des Treibers konnte auf den in Computer-Netzteilen weit verbreiteten Anpassungstransformator verzichtet werden. Der IR2110-Treiber wird über die Ketten R24-VD4 und R25-VD5 auf die Rollläden geladen und beschleunigt so das Schließen der Außendienstmitarbeiter.
Die Leistungsschalter VT2 und VT3 wirken auf die Primärwicklung des Leistungstransformators. Der zur Erzeugung einer Wechselspannung in der Primärwicklung des Transformators erforderliche Mittelpunkt wird durch die Elemente R30-C26 und R31-C27 gebildet.
Ein paar Worte zum Algorithmus des Schaltnetzteils beim TL494:
Im Moment des Anlegens der Netzspannung von 220 V werden die Kapazitäten der primären Leistungsfilter C15 und C16 über die Widerstände R8 und R11 belastet, was eine Überlastung der Diolbrücke VD mit einem Kurzschlussstrom bei vollständiger Entladung verhindert C15 und C16. Gleichzeitig werden die Kondensatoren C1, C3, C6, C19 über eine Reihe von Widerständen R16, R18, R20 und R22, einen 7815-Stabilisator und einen Widerstand R21 geladen.
Sobald die Spannung am Kondensator C6 12 V erreicht, „bricht“ die Zenerdiode VD1 durch und Strom beginnt durch sie zu fließen, wodurch der Kondensator C18 aufgeladen wird, und sobald der Pluspol dieses Kondensators einen zum Öffnen ausreichenden Wert erreicht Der Thyristor VS2 öffnet. Dadurch wird das Relais K1 eingeschaltet, das mit seinen Kontakten die Strombegrenzungswiderstände R8 und R11 überbrückt. Darüber hinaus öffnet der geöffnete Thyristor VS2 den VT1-Transistor zum TL494-Controller und zum IR2110-Halbbrückentreiber. Der Controller wechselt in den Sanftanlaufmodus, dessen Dauer von den Nennwerten von R7 und C13 abhängt.
Während eines Sanftanlaufs erhöht sich die Dauer der Impulse, die die Leistungstransistoren öffnen, allmählich, wodurch die sekundären Leistungskondensatoren allmählich aufgeladen und der Strom durch die Gleichrichterdioden begrenzt wird. Die Dauer erhöht sich, bis die Sekundärleistung ausreicht, um die LED des Optokopplers IC1 einzuschalten. Sobald die Helligkeit der Optokoppler-LED ausreicht, um den Transistor zu öffnen, hört die Impulsdauer auf zuzunehmen (Abbildung 2).

Abbildung 2. Sanftanlaufmodus.

Dabei ist zu beachten, dass die Dauer des Sanftanlaufs begrenzt ist, da der durch die Widerstände R16, R18, R20, R22 fließende Strom nicht ausreicht, um den TL494-Controller, den IR2110-Treiber und die eingeschaltete Relaiswicklung – die Versorgung – mit Strom zu versorgen Die Spannung dieser Mikroschaltungen beginnt zu sinken und sinkt bald auf einen Wert, bei dem TL494 keine Steuerimpulse mehr erzeugt. Und kurz vor diesem Moment sollte der Softstart-Modus beendet sein und der Konverter in den normalen Betriebsmodus wechseln, da die Hauptstromversorgung für den TL494-Controller und den IR2110-Treiber vom Leistungstransformator (VD9, VD10 – Gleichrichter mit) erfolgt ein Mittelpunkt, R23-C1-C3 – RC-Filter, IC3 ist ein 15-V-Stabilisator) und deshalb haben die Kondensatoren C1, C3, C6, C19 so hohe Nennwerte – sie müssen die Stromversorgung des Controllers aufrechterhalten, bis dieser zum Normalbetrieb zurückkehrt .
Der TL494 stabilisiert die Ausgangsspannung, indem er die Dauer der Steuerimpulse von Leistungstransistoren bei konstanter Frequenz ändert – Pulsweitenmodulation – PWM. Dies ist nur möglich, wenn der Wert der Sekundärspannung des Leistungstransformators um mindestens 30 %, jedoch nicht mehr als 60 % höher ist als der am Ausgang des Stabilisators erforderliche Wert.

Abbildung 3. Das Funktionsprinzip des PWM-Stabilisators.

Mit zunehmender Last beginnt die Ausgangsspannung zu sinken, die Optokoppler-LED IC1 beginnt weniger zu leuchten, der Optokoppler-Transistor schließt, wodurch die Spannung am Fehlerverstärker reduziert und dadurch die Dauer der Steuerimpulse verlängert wird, bis die effektive Spannung den Stabilisierungswert erreicht (Figur 3). Wenn die Last abnimmt, beginnt die Spannung zu steigen, die LED des Optokopplers IC1 beginnt heller zu leuchten, wodurch der Transistor geöffnet und die Dauer der Steuerimpulse verkürzt wird, bis der Wert des Effektivwerts der Ausgangsspannung auf a sinkt stabilisierter Wert. Der Wert der stabilisierten Spannung wird durch einen Abstimmwiderstand R26 reguliert.
Es ist zu beachten, dass der TL494-Controller nicht die Dauer jedes einzelnen Impulses in Abhängigkeit von der Ausgangsspannung regelt, sondern nur den Durchschnittswert, d. h. Der Messteil weist eine gewisse Trägheit auf. Selbst bei eingebauten Kondensatoren im sekundären Netzteil mit einer Kapazität von 2200 uF überschreiten die Stromausfälle bei kurzzeitigen Spitzenlasten jedoch nicht 5 %, was für Geräte der HI-FI-Klasse durchaus akzeptabel ist. Normalerweise setzen wir Kondensatoren in die Sekundärstromversorgung von 4700 uF ein, was einen sicheren Spielraum für Spitzenwerte bietet, und die Verwendung einer Gruppenstabilisierungsdrossel ermöglicht die Steuerung aller 4 Ausgangsspannungen.
Der Impulsblock Das Netzteil ist mit einem Überlastschutz ausgestattet, dessen Messelement der Stromwandler TV1 ist. Sobald der Strom einen kritischen Wert erreicht, öffnet der Thyristor VS1 und überbrückt die Stromversorgung der Endstufe des Reglers. Die Steuerimpulse verschwinden und das Netzteil wechselt in den Standby-Modus, was ziemlich lange dauern kann, da der VS2-Thyristor weiterhin geöffnet bleibt – der durch die Widerstände R16, R18, R20 und R22 fließende Strom reicht aus, um ihn offen zu halten . So berechnen Sie den Stromwandler.
Um das Netzteil aus dem Standby-Modus zu holen, müssen Sie die SA3-Taste drücken, wodurch der VS2-Thyristor mit seinen Kontakten überbrückt wird, der Stromfluss durch ihn stoppt und er schließt. Sobald die SA3-Kontakte geöffnet werden, schließt sich der VT1-Transistor und unterbricht die Stromversorgung von Controller und Treiber. Dadurch wechselt die Steuerschaltung in den Minimalverbrauchsmodus – der Thyristor VS2 ist geschlossen, daher ist das Relais K1 ausgeschaltet, der Transistor VT1 ist geschlossen, daher sind Regler und Treiber stromlos. Die Kondensatoren C1, C3, C6 und C19 beginnen sich aufzuladen und sobald die Spannung 12 V erreicht, öffnet der Thyristor VS2 und das Schaltnetzteil startet.
Versetzen Sie das Netzteil bei Bedarf in den Standby-Modus, Sie können die SA2-Taste verwenden, beim Drücken werden Basis und Emitter des Transistors VT1 verbunden. Der Transistor schließt und schaltet den Controller und den Treiber ab. Die Steuerimpulse verschwinden und auch die Sekundärspannungen verschwinden. Die Stromversorgung des Relais K1 wird jedoch nicht unterbrochen und der Umrichter startet nicht neu.
Mit dieser Schaltung können Sie Netzteile von 300-400 W bis 2000 W zusammenstellen. Natürlich müssen einige Elemente der Schaltung ausgetauscht werden, da sie aufgrund ihrer Parameter hohen Belastungen einfach nicht standhalten können.
Bei der Zusammenstellung leistungsstärkerer Optionen sollten Sie auf die Kondensatoren der Glättungsfilter der Primärstromversorgung C15 und C16 achten. Die Gesamtkapazität dieser Kondensatoren muss proportional zur Leistung des Netzteils sein und dem Anteil von 1 W an der Ausgangsleistung des Spannungswandlers entsprechen, der 1 μF der Kapazität des primären Leistungsfilterkondensators entspricht. Mit anderen Worten: Wenn die Stromversorgung 400 W beträgt, sollten 2 220 uF-Kondensatoren verwendet werden, wenn die Leistung 1000 W beträgt, müssen 2 470 uF-Kondensatoren oder zwei 680 uF-Kondensatoren installiert werden.
Diese Anforderung hat zwei Zwecke. Erstens wird die Welligkeit der primären Versorgungsspannung reduziert, was die Stabilisierung der Ausgangsspannung erleichtert. Zweitens erleichtert die Verwendung von zwei Kondensatoren anstelle eines die Arbeit des Kondensators selbst, da die Elektrolytkondensatoren der TK-Serie viel einfacher zu bekommen sind und nicht ausschließlich für den Einsatz in Hochfrequenznetzteilen gedacht sind – der Innenwiderstand ist zu hoch und bei hohen Frequenzen erhitzen sich diese Kondensatoren. Durch die Verwendung von zwei Stücken wird der Innenwiderstand verringert und die entstehende Erwärmung bereits auf die beiden Kondensatoren aufgeteilt.
Bei Verwendung als Leistungstransistoren IRF740, IRF840, STP10NK60 und ähnliche (weitere Einzelheiten zu den am häufigsten verwendeten Transistoren in Netzwerkwandlern finden Sie in der Tabelle unten auf der Seite) können Sie auf die Dioden VD4 und VD5 ganz verzichten und diese reduzieren die Werte der Widerstände R24 und R25 auf 22 Ohm – die Leistung des IR2110-Treibers reicht aus, um diese Transistoren anzusteuern. Wenn ein leistungsstärkeres Schaltnetzteil aufgebaut wird, sind leistungsstärkere Transistoren erforderlich. Es sollte sowohl auf den maximalen Strom des Transistors als auch auf seine Verlustleistung geachtet werden – pulsstabilisierte Netzteile reagieren sehr empfindlich auf die Korrektheit des mitgelieferten Snubbers und ohne diesen erhitzen sich Leistungstransistoren stärker, da sich aufgrund der Selbstinduktion Ströme bilden fließen durch die in den Transistoren eingebauten Dioden. Erfahren Sie mehr über die Auswahl eines Snubbers.
Auch die Verlängerung der Schließzeit ohne Snubber trägt wesentlich zur Erwärmung bei – der Transistor ist im Linearmodus länger.
Sehr oft vergessen sie ein weiteres Merkmal von Feldeffekttransistoren: Mit zunehmender Temperatur nimmt ihr maximaler Strom ab, und zwar ziemlich stark. Auf dieser Grundlage sollten Sie bei der Auswahl von Leistungstransistoren für Schaltnetzteile mindestens einen zweifachen Spielraum für den maximalen Strom für Netzteile von Leistungsverstärkern und einen dreifachen Spielraum für Geräte haben, die mit einer großen gleichbleibenden Last betrieben werden, wie z. B. einem Induktionsschmelzofen oder dekorative Beleuchtung, Betrieb eines Niederspannungs-Elektrowerkzeugs.
Die Stabilisierung der Ausgangsspannung erfolgt durch die Gruppenstabilisierungsdrossel L1 (DGS). Achten Sie auf die Richtung der Wicklungen dieses Induktors. Die Anzahl der Windungen sollte proportional zu den Ausgangsspannungen sein. Natürlich gibt es Formeln zur Berechnung dieser Wicklungsanordnung, aber die Erfahrung hat gezeigt, dass die Gesamtleistung des Kerns für einen DGS 20–25 % der Gesamtleistung eines Leistungstransformators betragen sollte. Sie können wickeln, bis das Fenster zu etwa 2/3 gefüllt ist. Vergessen Sie nicht, dass bei unterschiedlichen Ausgangsspannungen die Wicklung mit einer höheren Spannung proportional größer sein sollte. Sie benötigen beispielsweise zwei bipolare Spannungen, eine für ± 35 V und der zweite versorgt den Subwoofer mit einer Spannung von ±50 V.
Wir wickeln den DGS gleichzeitig auf vier Drähte, bis 2/3 des Fensters gefüllt sind, und zählen dabei die Windungen. Der Durchmesser wird anhand der Stromstärke von 3-4 A/mm2 berechnet. Nehmen wir an, wir haben 22 Runden, wir bilden das Verhältnis aus:
22 Umdrehungen / 35 V = X Umdrehungen / 50 V.
X Umdrehungen = 22 × 50 / 35 = 31,4 ≈ 31 Umdrehungen
Als nächstes schneiden wir zwei Drähte für ± 35 V ab und wickeln 9 weitere Windungen für eine Spannung von ± 50.
AUFMERKSAMKEIT! Denken Sie daran, dass die Qualität der Stabilisierung direkt davon abhängt, wie schnell sich die Spannung ändert, an die die Optokopplerdiode angeschlossen ist. Um das Cof-Styling zu verbessern, ist es sinnvoll, an jede Spannung eine zusätzliche Last in Form von 2-W-Widerständen und einem Widerstand von 3,3 kOhm anzuschließen. Der Lastwiderstand, der an die vom Optokoppler gesteuerte Spannung angeschlossen ist, muss 1,7 ... 2,2-mal kleiner sein.

Wicklungsdaten für Netzwerk-Schaltnetzteile auf Ferritringen mit einer Permeabilität von 2000 nm sind in Tabelle 1 zusammengefasst.

WICKLUNGSDATEN FÜR PULSTRAFORMATOREN BERECHNET NACH DER ENORASYAN-METHODE Wie zahlreiche Experimente gezeigt haben, kann die Windungszahl sicher um 10-15 % reduziert werden. ohne befürchten zu müssen, dass der Kern in die Sättigung gerät.

Implementierung Größe Konvertierungsfrequenz, kHz

1 Ring K40x25x11 Gab. Leistung Vitkov zur Vorwahl

2 Ringe К40х25х11 Gab. Leistung Vitkov zur Vorwahl

1 Ring К45х28х8 Gab. Leistung Vitkov zur Vorwahl

2 Ringe К45х28х8 Gab. Leistung Vitkov zur Vorwahl

3 Ringe К45х28х81 Gab. Leistung Vitkov zur Vorwahl

4 Ringe К45х28х8 Gab. Leistung Vitkov zur Vorwahl

5 Ringe К45х28х8 Gab. Leistung Vitkov zur Vorwahl

6 Ringe К45х28х8 Gab. Leistung Vitkov zur Vorwahl

7 Ringe К45х28х8 Gab. Leistung Vitkov zur Vorwahl

8 Ringe К45х28х8 Gab. Leistung Vitkov zur Vorwahl

9 Ringe К45х28х8 Gab. Leistung Vitkov zur Vorwahl

10 Ringe К45х28х81 Gab. Leistung Vitkov zur Vorwahl

Es ist jedoch bei weitem nicht immer möglich, die Ferritmarke herauszufinden, insbesondere wenn es sich um Ferrit aus Netztransformatoren von Fernsehgeräten handelt. Sie können aus der Situation herauskommen, indem Sie die Anzahl der Umdrehungen empirisch ermitteln. Mehr Details dazu im Video:

Unter Verwendung der oben genannten Schaltung eines Schaltnetzteils wurden mehrere Untermodifikationen entwickelt und getestet, um ein bestimmtes Problem für verschiedene Leistungen zu lösen. Die Leiterplattenzeichnungen dieser Netzteile sind unten dargestellt.
Leiterplatte für ein pulsstabilisiertes Netzteil mit einer Leistung von bis zu 1200 ... 1500 W. Plattengröße 269x130 mm. Tatsächlich handelt es sich hierbei um eine weiterentwickelte Version der vorherigen Leiterplatte. Es zeichnet sich durch das Vorhandensein einer Gruppenstabilisierungsdrossel aus, mit der Sie die Größe aller Leistungsspannungen steuern können, sowie durch einen zusätzlichen LC-Filter. Es verfügt über eine Lüftersteuerung und einen Überlastschutz. Die Ausgangsspannungen bestehen aus zwei bipolaren Stromquellen und einer bipolaren Schwachstromquelle zur Versorgung der Vorstufen.

Das Aussehen der Leiterplatte des Netzteils bis 1500 W. IM LAY-FORMAT HERUNTERLADEN

Auf einer Leiterplatte der Größe 272x100 mm kann ein stabilisiertes Schaltnetzteil mit einer Leistung von bis zu 1500 ... 1800 W hergestellt werden. Das Netzteil ist für einen Leistungstransformator auf K45-Ringen ausgelegt und horizontal angeordnet. Es verfügt über zwei bipolare Leistungsquellen, die zu einer Quelle kombiniert werden können, um den Verstärker mit zweistufiger Stromversorgung zu versorgen, und eine bipolare Schwachstromquelle für Vorstufen.

Leiterplatten-Schaltnetzteil bis 1800 W. IM LAY-FORMAT HERUNTERLADEN

Dieses Netzteil kann zur Stromversorgung von Hochleistungs-Automobilgeräten wie Hochleistungs-Autoverstärkern und Autoklimaanlagen verwendet werden. Die Abmessungen der Platine betragen 188x123. Die verwendeten Schottky-Gleichrichterdioden sind überbrückbar und der Ausgangsstrom kann 120 A bei einer Spannung von 14 V erreichen. Darüber hinaus kann das Netzteil eine bipolare Spannung mit einer Belastbarkeit von bis zu 1 A erzeugen (die eingebauten integrierten Spannungsstabilisatoren Nr länger erlauben). Der Leistungstransformator besteht aus K45-Ringen, die Netzspannungsfilterdrossel aus zwei K40x25x11-Ringen. Eingebauter Überlastschutz.

Das Erscheinungsbild der Leiterplatten-Stromversorgung für Kfz-Ausrüstung. IM LAY-FORMAT HERUNTERLADEN

Die Stromversorgung bis 2000 W erfolgt auf zwei übereinander angeordneten Platinen der Größe 275x99. Die Spannung wird durch eine Spannung gesteuert. Verfügt über einen Überlastschutz. Die Datei enthält mehrere Varianten des „zweiten Stockwerks“ für zwei bipolare Spannungen, für zwei unipolare Spannungen, für die für zwei- und dreistufige Spannungen erforderlichen Spannungen. Der Leistungstransformator ist horizontal angeordnet und auf K45-Ringen aufgebaut.

Das Erscheinungsbild des „zweistöckigen“ Netzteils IM LAY-FORMAT HERUNTERLADEN

Die Stromversorgung mit zwei bipolaren Spannungen oder einer für einen Zwei-Level-Verstärker erfolgt auf einer 277x154-Platine. Es verfügt über eine Gruppenstabilisierungsdrossel und einen Überlastschutz. Der Leistungstransformator befindet sich auf K45-Ringen und ist horizontal angeordnet. Leistung bis zu 2000 W.

Das Erscheinungsbild der Leiterplatte IM LAY-FORMAT HERUNTERLADEN

Fast das gleiche Netzteil wie oben, verfügt jedoch über eine bipolare Ausgangsspannung.

Das Erscheinungsbild der Leiterplatte IM LAY-FORMAT HERUNTERLADEN

Das Schaltnetzteil verfügt über zwei bipolar stabilisierte Spannungsversorgungen und eine bipolare Niederstromversorgung. Ausgestattet mit Lüftersteuerung und Überlastschutz. Es verfügt über eine Gruppenstabilisierungsdrossel und zusätzliche LC-Filter. Leistung bis 2000...2400 W. Die Platine hat die Abmessungen 278x146 mm

Das Erscheinungsbild der Leiterplatte IM LAY-FORMAT HERUNTERLADEN

Die Leiterplatte eines Schaltnetzteils für einen Leistungsverstärker mit zweistufiger Stromversorgung mit einer Größe von 284x184 mm verfügt über eine Gruppenstabilisierungsdrossel und zusätzliche LC-Filter, Überlastschutz und Lüftersteuerung. Eine Besonderheit ist die Verwendung diskreter Transistoren, um das Schließen von Leistungstransistoren zu beschleunigen. Leistung bis 2500...2800 W.

mit zweistufiger Stromversorgung IM LAY-FORMAT HERUNTERLADEN

Eine leicht modifizierte Version der vorherigen Platine mit zwei bipolaren Spannungen. Größe 285x172. Leistung bis zu 3000 W.

Das Aussehen der Leiterplatte des Netzteils für den Verstärker IM LAY-FORMAT HERUNTERLADEN

Das Brückennetzteil mit einer Leistung von bis zu 4000...4500 W ist auf einer Leiterplatte mit den Maßen 269x198 mm gefertigt und verfügt über zwei bipolare Netzspannungen, Lüftersteuerung und Überlastschutz. Verwendet eine Gruppenstabilisierungsdrossel. Es ist wünschenswert, externe zusätzliche L-Filter der sekundären Stromversorgung zu verwenden.

Das Aussehen der Leiterplatte des Netzteils für den Verstärker IM LAY-FORMAT HERUNTERLADEN

Auf den Platinen ist viel mehr Platz für Ferrite, als es sein könnte. Tatsache ist, dass es bei weitem nicht immer notwendig ist, über die Grenzen des Klangbereichs hinauszugehen. Daher sind zusätzliche Bereiche auf den Tafeln vorgesehen. Für alle Fälle eine kleine Auswahl an Referenzdaten zu Leistungstransistoren und Links, wo ich sie kaufen würde. Übrigens habe ich sowohl TL494 als auch IR2110 mehr als einmal bestellt, und natürlich auch Leistungstransistoren. Er hat zwar bei weitem nicht das gesamte Spektrum übernommen, aber die Ehe ist noch nicht angekommen.

BELIEBTE TRANSISTOREN FÜR DIE GESCHALTETE STROMVERSORGUNG
NAME	STROMSPANNUNG			LEISTUNG	KAPAZITÄT VERSCHLUSS	Qg (HERSTELLER)